本發(fā)明屬于微波技術、微波電路領域，具體涉及一種新型的正偏BE結晶體管變容電路

背景技術：

變容電路廣泛地被應用于各種電子及微波器件，以實現(xiàn)電子調諧從而增加器件的工作帶寬。在微波領域，變容電路可以應用于濾波器、放大器、相移器及振蕩器等，其中振蕩器由于其諧振電路的固有窄頻特性，實際應用中成為最迫切需要調諧的器件，也是變容電路主要的應用器件。隨著射頻電路小型化、低功耗要求的日益加強，隨著現(xiàn)代通信技術的日益發(fā)展，使用單片微波集成電路(MMIC)方案設計和制造的壓控振蕩器(VCO)，成為包括軍用器件在內的各類頻率源的基本電路核心。一個寬調諧范圍，大輸出功率，高效率，高集成度的壓控振蕩器幾乎決定了通信系統(tǒng)所能達到的最高性能。過去電壓控制振蕩器(VCO)中，變容電路大多采用反向偏壓的變容二極管作為壓控器件。然而，在用實際工藝實現(xiàn)電路時,會發(fā)現(xiàn)變容二極管常常會影響電路的性能。于是，人們便嘗試采用其它的器件來代替一般的變容二極管,晶體管變容便應運而生。在高集成度的單片微波集成電路(MMIC)中，由于在基片上制作一只晶體二極管(BJT)或場效應管(MOSFET)其成本很低，因此在壓控振蕩器MMIC中，常用BJT的BE結來實現(xiàn)變容功能。晶體管的BE結相當于一個PN結，當外加反偏電壓后，其勢壘電容隨反偏電壓增大而減小。然而使用BE結作為變容管其電容值較小，單個變容管在微波低頻段通常難以實現(xiàn)寬調諧，所以在VCO中人們常常使用多個變容管組成陣列來實現(xiàn)寬調諧，其結構復雜，設計和制作存在一定的困難。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為了解決晶體管變容值較小，在微波低頻段通常難以實現(xiàn)寬調諧的局限，而提出一種有效實現(xiàn)寬調諧的方法。

本發(fā)明采用的技術方案如下：

1.一種正偏BE結晶體管變容電路，其特征在于，包括偏置電壓端口、通直器、限流電阻、第一電容、晶體管、第二電容、限直器及應用端口；偏置電壓正極接通直器，偏置電壓負極接地；通直器，限流電阻，第一電容，限直器依次串聯(lián)連接；晶體管的集電極和發(fā)射極接地，其基極連接在限流電阻與第一電容之間；第二電容一端接地，另一端連接在第一電容 與限直器之間；限直器另一端接應用端口。

進一步的，所述通直器為一感性結構，起抑制高頻通過的作用。

所述限流電阻限制電流的大小不致使晶體管的BE結擊穿，在調諧電壓未達到BE結導通電壓時，限流電阻不起作用，調諧電壓全部附加在晶體管上，而當調諧電壓大于BE結導通電壓時限流電阻將電壓控制轉換為電流控制，通過控制流過BE結的電流產生受控的端口電容

所述與晶體管串聯(lián)的兩個固定電容共同決定了變容電路可以實現(xiàn)的最大電容值，幫助晶體管變容實現(xiàn)合適的變容范圍。此外，并聯(lián)接地電容還具有降低端口電阻的重要作用，其能對從應用端輸入的交流信號實現(xiàn)分流，可減小該端口Z參數的實部。

所述晶體管的集電極和發(fā)射極接地。

所述限直器為一容性結構，其作用為阻止直流通過。

所述電路結構左側的控制電壓經電阻限流導通晶體管的BE結，使其發(fā)生正向偏置。BE結導通時利用其正向電容效應，產生端口阻抗的虛部，串聯(lián)電容用于將變容值限制在合理的范圍。由于BE解正向導通時端口還有不小的純阻性，因此又并聯(lián)電容，將這一端口電阻性降到最低。

所述晶體管的高頻模型，射極與基極間的電容是受偏置電壓控制的。

所述電路結構應用了PN結的擴散電容，因為當PN結正向偏置時，勢壘電容的大小幾乎可以忽略，擴散電容的大小便決定端口電容的大小。

所述晶體管正向導通變容的理論如下：

分析晶體管BE極正向導通時的變容特性，等同于分析PN結的正向電容特性。由半導體物理的基本理論可知，當正向偏壓時，P區(qū)的多數載流子空穴注入N區(qū)，于是勢壘區(qū)與N區(qū)一側邊界由原來的平衡勢壘區(qū)轉變?yōu)榉瞧胶獾目昭ê碗娮臃e累，同理，在P區(qū)一側也有電子和空穴積累。此時，若正向偏壓增大，則由P區(qū)注入到N區(qū)的空穴增加，注入N區(qū)的空穴一部分被擴散中和，另一部分則留下來增加了N區(qū)空穴的積累。正向偏壓進一步增大，N區(qū)擴散區(qū)內積累的非平衡空穴也進一步增加，與其保持電中性的電子也同時增加。同理，P區(qū)擴散區(qū)內積累的非平衡電子，和為保持電中性的空穴也同時增加。這種由于擴散區(qū)的電荷數量隨外加電壓變化所產生的電容效應，稱為PN結的擴散電容^[18]。PN結擴散電容的大小可以由PN結直流偏壓下的微分電容定義求出，其定義如下式

$C=\frac{dQ}{dU}---\left(1\right)$

由實驗測試可知，擴散區(qū)中積累的少數載流子是按照指數分布的。因此注入到N區(qū)和P 區(qū)的非平衡少數載流子在PN結中的分布可以有以下兩式給出

$p_n\left(x\right)-p_{n0}=p_{n0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]\exp \left(\frac{x_n-x}{L_p}\right)---\left(2\right)$

$n_p\left(x\right)-n_{p0}=n_{p0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]\exp \left(\frac{x_p+x}{L_n}\right)---\left(3\right)$

上式中p_n(x)為x點處N區(qū)的空穴濃度，p_n0為N區(qū)平衡少數載流子空穴的濃度，x_n為N區(qū)寬度，L_p為空穴擴散長度；同理，n_p(x)為x點處P區(qū)的電子濃度，n_p0為P區(qū)平衡少數載流子電子的濃度，x_p為P區(qū)寬度，L_n為電子擴散長度；q為電荷量，U為PN結正向電壓，k₀為玻爾茲曼常數，T為開爾文溫度。將上兩式在擴散區(qū)內積分，即得到單位面積的擴散區(qū)內積累的載流子總電荷量

$Q_p={\∫}_{x_n}^{\mathrm{\∞}}\mathrm{\Δ}p\left(x\right)qdx={\mathrm{qL}}_p{p}_{n0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]---\left(4\right)$

$Q_n={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^{-x_p}\mathrm{\Δ}n\left(x\right)qdx={\mathrm{qL}}_n{n}_{p0}\[\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)-1\]---\left(5\right)$

由此，根據PN結微分電容的定義，可以計算出擴散區(qū)單位面積的微分電容為

$C_{Dp}=\frac{{\mathrm{dQ}}_p}{dU}=\left(\frac{q^2{p}_{n0}{L}_p}{k_{0}T}\right)\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(6\right)$

$C_{Dn}=\frac{{\mathrm{dQ}}_n}{dU}=\left(\frac{q^2{n}_{p0}{L}_n}{k_{0}T}\right)\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(7\right)$

令PN結面積為A，則PN結的總微分擴散電容為

$C_D=A(C_{Dn}+C_{Dp})=\[\frac{{\mathrm{Aq}}^2(n_{p0}{L}_n+p_{n0}{L}_p)}{k_{0}T}\]\exp \left(\frac{qU}{k_{0}T}\right)---\left(8\right)$

上式表明擴散電容與正向電壓之間的關系，和測試得到的晶體管正偏變容關系十分類似。因此，本專利提出的正向導通晶體管變容管結構既具有實用性又在物理上具備合理性。

有益效果：

本發(fā)明對比已有技術具有以下創(chuàng)新點：

1.提出了一種應用晶體管正偏BE結實現(xiàn)大變容比、寬調諧的變容管結構。

2.推導并證實了正偏BE結其擴散電容與正偏電壓之間的關系，使前述提出的變容結構具有理論依據。

本發(fā)明對比已有技術具有以下顯著優(yōu)點：

1.有效解決了單個晶體管變容結構在微波低頻段MMIC中難以實現(xiàn)寬調諧的難題。

2.本發(fā)明的變容結構能用于多種晶體管，其偏置電壓、變容范圍、電容值及變容比可以在很大的范圍內調整，具有很大的實際應用價值

3.結構簡單，成本低。

4.有利于MMIC工藝的實現(xiàn)。

附圖說明

圖1為正偏BE結晶體管變容電路結構示意圖；

圖2為實施例1偏置電壓與電容變化關系圖；

圖3為實施例2偏置電壓與電容變化關系圖；

圖4為實施例3偏置電壓與電容變化關系圖；

圖5為PN結內電勢與尺寸關系。

具體實施方式

下面結合附圖與具體實施方式對本發(fā)明作進一步的描述：

實施例1

本實施例以正偏BE結晶體管變容電路為例進行說明

如圖1所示，本例正偏BE結晶體管變容電路，包括偏置電壓端口1、通直器2、限流電阻3、第一電容4、晶體管5、第二電容6、限直器7及應用端口8。本例晶體管5采用BJT晶體管，通直器2為一大電感值的感性結構，限直器7為一大電容值的容性結構。本例偏置電壓正極接通直器2，負極接地。通直器2，限流電阻3，第一電容4，限直器7為依次串聯(lián)連接。第一電容4與晶體管5基極及第二電容6連接，晶體管5的集電極和發(fā)射極接地，限直器7另一端接應用端口8。本例中，通直器2只起到高頻扼流作用，其對電路的其它影響可以忽略，與其串聯(lián)的限流電阻3非常重要，其通過限制電流的大小不致使晶體管5的BE結被擊穿，在偏置電壓未達到BE結導通電壓時，限流電阻3幾乎不起作用，調諧電壓幾乎全部附加在晶體管5上，而當調諧電壓大于BE結導通電壓時限流電阻3將電壓控制轉換為電流控制，通過控制流過BE結的電流產生受控的端口電容。第一電容4與第二電容6共同決定了變容電路可以實現(xiàn)的最大電容值，幫助晶體管變容實現(xiàn)合適的變容范圍。此外，第二電容6還具有降低端口電阻的重要作用，其可對從應用端口8輸入的交流信號實現(xiàn)分流，降低從該端口看過去的Z參數的實部。測試結果如圖2所示，當頻率為2GHz，偏置電壓從0V變到2V時，其端口電容的變化范圍為0.1pF至12pF，該結果比使用反偏BE結晶體管實現(xiàn)變容管在變容 范圍和電容值方面具有較大的優(yōu)勢。

實施例2

如圖1所示，本例晶體管為HBT晶體管，其他結構與實施例1相同，此處不再贅述。

圖3為本例偏置電壓與電容變化關系圖，從中可看出當頻率為2GHz，偏置電壓從0V變到10V時，其端口電容的變化范圍為0.19pF至7.1pF。

實施例3

如圖1所示，本例晶體管為HBT晶體管，短路第一電容4，其他結構與實施例1相同，此處不再贅述。

圖4為本例偏置電壓與電容變化關系圖，從中可看出當頻率為2GHz，偏置電壓從0V變到10V時，其端口電容的變化范圍為0.11pF至360pF。

從理論推導和以上實施例可以看出，本發(fā)明的變容結構能用于多種晶體管，其偏置電壓、變容范圍、電容值及變容比可以在很大的范圍內調整，具有很大的實際應用價值。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受上述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護范圍之內。