專利名稱：用于檢測和減小互調失真的裝置和方法
技術領域：
本發(fā)明總的涉及在碼分多址(CDMA)移動電話系統(tǒng)中用于檢測互調失真(IMD)和減小互調失真的方法和裝置。
蜂窩移動電話用戶的快速增長速率、對蜂窩電話不單用于話音還用于數據傳輸的需要、以及模擬蜂窩系統(tǒng)的有限容量，正在驅使數字蜂窩系統(tǒng)的實現，以提供增加的容量和更高質量的信號。在有些方面，可能出現從模擬系統(tǒng)到數字系統(tǒng)的全面轉變。然而，直到那時，兩種系統(tǒng)必須共存，以及由于將沒有額外的頻譜分配給數字蜂窩，所以數字和模擬的蜂窩系統(tǒng)必須共用相同的頻譜—869-894MHZ用于接收信號和824-849MHZ用于發(fā)送信號。
使用CDMA(碼分多址)技術的數字蜂窩系統(tǒng)比起其它提出的數字技術，即TDMA和FDMA(分別為時分多址和頻分多址)有幾個優(yōu)點，包括易于頻率規(guī)劃，增加的容量(至少是在理論上)和改善的越區(qū)切換，等等。CDMA系統(tǒng)已被引入高密度的市場，即大城市，其中使用AMPS(即高級移動電話系統(tǒng))的模擬蜂窩系統(tǒng)已被建好。在這些區(qū)域中，CDMA基站被稀疏地散布在大量現有的AMPS基站之間。取決于在CDMA移動臺(CDMA蜂窩用戶)和CDMA基站之間的距離和AMPS基站的相對靠近程度，來自AMPS發(fā)射機的信號會造成重大的干擾，它會使CDMA電話過載。這種現象的發(fā)生是因為，當在接收機前端的靈敏的放大器以AMPS信號的高電平被驅動時，它就工作在放大器傳輸函數的非線性區(qū)。在非線性工作區(qū)時，頻率分量混頻，會產生除了接收頻譜中的信號以外的新的頻率項。當CDMA電話實際上離CDMA基站很遠，而靠近只有AMPS的(不是共同放置的)基站時，會出現這樣的干擾，它的一個重要分量是互調失真(IMD)。在這種情況下出現的IMD已被標為“移動臺產生的IMD”。
當“移動臺產生的IMD”(以后簡稱為“IMD”)出現時，兩個或多個信號由于當以過載功率電平作用在器件時所造成的非線性而在接收機內進行混頻，產生在一些頻率上的IMD產物的信號，這些頻率有時落在接收機通帶內。如果在通帶內的IMD產物相對于CDMA信號強度有足夠的電平，那么它可干擾想要的接收信號。由于CDMA頻帶具有的接收機帶寬比AMPS頻帶寬四十一倍，所以IMD產物落在CDMA頻帶內的概率相當高。這產生一個機制，其中窄頻帶系統(tǒng)，包括AMPS，NAMPS(窄帶AMPS)，或基于IS-136的TDMA，造成了對于寬頻帶系統(tǒng)，例如基于IS-95的DS-CDMA(直接序列CDMA)的脈沖干擾型干擾。
IMD通常出現在移動電話接收機前端的有源級中，在天線和信道選擇性濾波器之間。

圖1，被標以“現有技術”，是CDMA電話接收機前端的典型的有源級的方框圖。有源級100典型地包括RF(射頻)低噪聲放大器(“RF LNA”)102，混頻器104(它被連接到本地振蕩器)和IF(中頻)放大器106，它通過雙工器108接收信號。干擾的信號能通過前端RF濾波器110，并且它們在到達信道選擇性IF濾波器112之前不會被阻塞。在此之前，IMD產物已被產生，并處于DS-CDMA信號的通帶之內。
對于標準的符合IS-95的移動電話的實際的互調雜散響應衰減約為58dB。這個衰減水平以與大眾化市場為目標的蜂窩電話要求相協(xié)調的成本提供合理的功率消耗。然而，在試驗性CDMA/AMPS雙模網絡上進行的現場測試已證明58dB的衰減是不夠的。圖2顯示了在AMPS信號功率電平(沿水平軸)和想要的CDMA功率電平(沿垂直軸)之間的示例性關系，線20表示58dB的互調干擾容限邊界。58dB線相應于當網絡為高負荷時為保持可接受的話音質量所需的最小載波與干擾的比值(Ci/I)。在該線以下的點表示惡化的話音質量與增加的呼叫丟失率，在該線以上Ci/I增加。實際現場測試的測量點被顯示為處在由參考數字22所標示的區(qū)域中，所有測量點都在該線以下，表明對于基于IS-95的CDMA電話的重要的問題。
在具有高的干擾電平的地區(qū)內提供CDMA業(yè)務的一個可能解決辦法是共同安置CDMA小區(qū)和AMPS小區(qū)或其它窄帶小區(qū)。這種補救方法是不實際的，特別是對于把CDMA初始引入到已建立的AMPS區(qū)域，因為基站一一對應的匹配會是造價昂貴的。因為有許多AMPS基站，所以，由于當CDMA用戶處在其它非共同安置的AMPS臺址附近時的近-遠效應，CDMA系統(tǒng)仍是易受系統(tǒng)干擾的。另一個可能的解決辦法是藉助于提高LNA的動態(tài)范圍能力，特別是提高最大功率處理能力來改進接收機的抗干擾性。然而，這種解決辦法也不實際，因為它需要增加給接收機的供電電流，抹殺了CDMA的一個重要優(yōu)點，即增加電池壽命和蜂窩電話中更長的談話和待機時間的優(yōu)點。因為這些解決辦法在不作出重大妥協(xié)時不能去除干擾問題，因此所作的努力是針對使IMD干擾最小化。
IMD可藉助于由注入到接收機的兩個或多個單音所產生的峰值雜散電平來定義。使IMD影響最小化的解決辦法是衰減在移動臺前端，即在天線和有源元件之間的最強的IMD(IIP3(三階截斷點))信號。三階截斷點對于接收機典型地被定義為對于產生等于輸入的兩個單音功率的三階失真產物所需要的輸入功率(以兩個單音的形式)。IIP3越高，則對于給定電平的輸入單音所產生的IMD產物的電平越低。因為低噪聲放大器(LNA)具有低的IIP3，以及因為當接收弱的想要的信號時需要提供目標的噪聲系數，所以，這是對選擇性的點，即切換的旁路和/或衰減的邏輯選擇。LNA是寬頻帶步進放大器，其步進量典型地可在15和22dB之間改變，取決于設計分隔，雖然步進量可含從0dB往上的任何步進量的范圍。
已經提出了各種不同的方法來減小IMD產物的電平，包括由Bain在他的題目為“Reducing IM distortion in CDMA cellelar telephones(減小在CDMA蜂窩電話中的IM失真)”的文章中所描述的方法，發(fā)表在RF Design，Dec.1996，pp46-53，此文章在此引用，以供參考。Bain描述了用于確定給定信號的RF輸入電平以及如果該電平超過預定門限值，則在LNA之前切換入一個衰減器的方法。LNA未被旁路，而在接收機前端內保持工作。衰減器可以是固定的或可變的。由于門限值和檢測值都是基于總的接收信號電平而不是相對于AMPS信號電平，因此信號對噪聲比值(SNR)被犧牲了，且如果AMPS信號電平比CDMA信號電平大得多，則通話被中斷的風險很高。在這種情況下，組合的信號足夠大而能切換入衰減器，但相當弱的CDMA信號是這樣的低電平，以致于沒有放大，它就不能檢測到，導致通話的丟失。
在Wheatley等的國際專利申請(國際公布號No.WO 96/19048，題目為“Method and Apparatus for Increasing Receiver Immunity toInterference(用于提高接收機的抗干擾性的方法和設備)”的國際專利申請No.PCT/95 US/16002)中描述了另一種方法，該專利在此引用，以供參考。此方法使用一對開關，用于把接收信號在第一開關位置耦合到放大器輸入端，或者在第二開關位置直接耦合到帶通濾波器，旁路放大器。微控制器監(jiān)視接收信號功率，響應于超過預定門限的總的接收信號功率；在第一和第二位置之間進行切換。一個替換的實施例根據另一個預定功率門限和來自所包括的接收信號強度指示器(RSSI)的信息連續(xù)地調整前端增益。就像在由Bain提出的方法中那樣，啟動衰減是基于總的接收信號電平，而不參考不想要的AMPS信號(或其它干擾源)的相對貢獻。因此，仍舊有低功率電平的CDMA信號因為衰減器設置太高或接收信號的放大太低而被丟失的風險。
為提供對IM干擾的更特殊的反應以避免不必要地將放大器進行旁路而作的努力受到了阻礙，受到阻礙的原因在于IM干擾是一個隨機過程，它使得檢測移動信道環(huán)境下的干擾成為困難的任務。圖8給出了由FFT處理器的輸出所確定在CDMA帶寬內存在IMD的例子。這張圖是通過沿AMPS基站方向行進時進行現場測量而產生的，它說明干擾是如何出現在總的帶寬內的各小帶寬上的，以及干擾是如何隨機地散布在該帶寬內的。當整個帶寬被用來檢測IMD功率電平時，就不能正確地考慮到窄帶干擾的影響。
在寬帶PCS1900(個人通信業(yè)務)無線電話中可能遭受到由于在接收機前端使用低噪聲放大器和需要同時接收所有蜂窩信道引起的來自IMD的類似的干擾。PCS頻段對于接收信號為1930-1990MHz和對于發(fā)送信號為1850-1910MHz，因此，在相同的輸入頻譜內沒有AMPS信號重迭。然而，由于IMD是兩上或多個輸入信號在低噪聲放大器內進行混頻的產物，所以來自附近AMPS基站或其它源的高功率電平的相對窄帶的信號，仍然會在PCS1900移動電話內造成IM產物，造成信號惡化和呼叫丟失。
由于上述原因，為了使基于CDMA和其它寬帶的移動電話系統(tǒng)有效地并入AMPS服務區(qū)域，仍舊需要一種用于檢測由AMPS引起的IMD干擾的方法和系統(tǒng)，以便有選擇地進行減少IMD產物的操作，這樣可減少由于IMD濾波機制的過補償或缺少靈敏性而造成的基于寬帶的通話被丟失的現象到最小。用于判決IMD干擾是否存在的成功的方法要求考慮干擾的真實性質?，F有技術的解決辦法未能進行這樣的考慮。
發(fā)明概要本發(fā)明的一個優(yōu)點是提供用于檢測在基于CDMA或其它寬帶的系統(tǒng)中的互調失真的方法和裝置，它允許識別由處在寬帶頻譜內的窄帶信號，例如來自基于AMPS系統(tǒng)的信號，引起的IMD干擾分量。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點是提供用于當在CDMA或其它的寬頻帶內檢測到窄帶引起的互調產物時控制用來減小IMD干擾的濾波功能的方法和設備。
在示例性實施例中，在寬帶移動蜂窩電話接收機的前端中，提供了能切換的旁路連接，以便旁路低噪聲放大器，把接收信號傳送到低噪聲放大器的輸出端處的一個點。在旁路連接內可以包括一個衰減器。切換的旁路被由數字信號處理器產生的控制信號來啟動。數字信號處理器分析接收的信號，以檢測和確定IMD干擾對總的接收信號功率(RSSI)的相對貢獻，以及當IMD干擾超過預定電平時，發(fā)送控制信號來旁路低噪聲放大器。
識別IMD干擾的存在是通過實行頻譜估算來達到的，以便辨別IS-95CDMA蜂窩電話或PCS1900移動電話何時存在有引起帶內IMD的大的附近頻帶的信號。在示例性實施例中，頻譜估算是在接收信號通過接收機前端的有源級后通過在模-數(A/D)變換器收集一系列來自接收信號的數據樣本而實現的。藉使用收集的樣本，數字信號處理器(DSP)計算離散富立葉(Fourier)變換(DFT)以產生多個頻點(bin)的數據。然后，對于每個頻點計算幅度值。藉助于使數據通過濾波器組，在頻域上每個頻點一個濾波器，對于收集的樣本的每個頻點計算平均幅度，然后由判決算法進行運算，它確定在接收信號中是否存在有足夠的IMD以便旁路LNA。如果IMD電平高到足以保證旁路LNA，則DSP將提供一個信號給用于控制可變增益放大器(VGA)的自動增益控制(AGC)塊，以便補償由于旁路LNA引起的增益損失。
數據收集發(fā)生在短時長的中斷程序期間，其時間周期是基于在硬件復雜性，電池壽命，和檢測強壯性，即檢測器可靠性之間的平衡而確定的。在優(yōu)選實施例中，檢測器在每一幀起始時被更新，按照IS-95標準，每幀是20毫秒。中斷具有短的時長，約為1毫秒或更小，只耗費總的處理資源的很小量，因此，它對終端用戶是透明的。
因為對帶內IMD存在的判決是基于頻譜估值，所以可以使用其它的統(tǒng)計方法，包括自相關，加窗的FFT(快速富立葉變換)，Burg法，以及其它參量方法。
雖然本發(fā)明方法被描述為用于濾除在移動蜂窩電話內所產生的IMD的方法，但本發(fā)明方法也可被用來濾除可以被CDMA的或其它寬帶的移動電話接收的非移動臺產生的IMD干擾，例如窄帶共信道干擾和基站發(fā)射機產生的IMD?？偟膩碚f，本發(fā)明的方法和裝置提供用于使移動蜂窩電話適應于小區(qū)業(yè)務負載量的裝置，而不犧牲在IMD不是關鍵因素的區(qū)域中的蜂窩電話噪聲基底，也不增加功耗或增加成本。
附圖簡述通過結合附圖考慮對本發(fā)明優(yōu)選實施例所作的以下的詳細描述，將很容易了解本發(fā)明，附圖中相同的數字是指相同的部件，其中圖1是蜂窩電話接收機前端的傳統(tǒng)的有源級的方框圖；圖2是CDMA信號強度對AMPS信號強度的圖；圖3是按照本發(fā)明的蜂窩電話接收機前端連同其它接收機的功能的方框圖；圖4是表示用于檢測IMD的過程的流程圖；圖5是頻率對幅度的圖，它表示當存在IMD時樣本信號的DFT的假設的例子；圖6是當不存在IMD時，使用現場數據計算的干擾對噪聲的比值與時間的圖；圖7是當存在IMD時，使用現場數據計算的干擾對噪聲的比值與時間的圖；圖8是表示CDMA頻帶內的IMD的快速富立葉變換(FFT)的輸出的圖。
優(yōu)選實施例詳細描述以下的對優(yōu)選實施例的詳細描述說明了本發(fā)明方法和裝置對CDMA移動電話的應用。應當指出，因為互調失真在許多RF系統(tǒng)中產生干擾，并且它是移動電話中的重要問題，所以此處所描述的方法同樣能應用到其它基于寬帶的移動電話，包括PCS1900移動電話。
以下的詳細描述利用了多個首字母縮略詞，它們在技術上通常是熟知的。以下的表1給出了首字母縮略詞表和它們的各自定義，盡管這些定義，為方便起見只給出每個縮略詞的首用的例子。
首字母縮略詞 定義A/D模擬到數字(變換器)AGC自動增益控制AMPS 高級移動電話系統(tǒng)ASIC 專用集成電路BPF帶通濾波器CDMA 碼分多址Ci/I 載波干擾比DFT離散富立葉變換DS 直接序列FDMA 頻分多址FFT快速富立葉變換IF 中頻IIP3三階截斷點IIR無限沖激響應IM 互調IMD互調失真INR干擾對噪聲的比值IS 中間標準LNA低噪聲放大器LO 本地振蕩器LPC線性預測編碼LPF低通濾波器MS 移動臺PCS個人通信業(yè)務PSF點擴展功能RF 射頻RSSI 接收信號強度RX 接收SAW聲表面波
SNR信噪比TDMA 時分多址表1圖3給出用于實現本發(fā)明的檢測和濾波方法的優(yōu)選實施例的結構的方框圖。發(fā)送的信號在天線301處被接收，并通過寬帶帶通濾波器302，該濾波器只讓被考慮由接收機解調的從869到894MHz的接收頻道通過(對于PCS1900是從1930到1990MHz)。如果開關303閉合，它把寬帶濾波的信號耦合到低噪聲放大器(LNA)305，并輸出到節(jié)點324。如果開關303打開，它把寬帶濾波的信號耦合到開關304，如果開關304閉合，它使信號通過衰減器306，然后接到節(jié)點324。當接收機開始啟動時，LNA305被設置為高增益，以易于找到信號，其中高增益一直保持直到執(zhí)行IMD檢測功能，并給出一個表明存在有IMD的信號。
取決于信號路由，或是被衰減的、放大的或是不改變的(如果未提供衰減器)信號從節(jié)點324被耦合到混頻器/本地振蕩器(LO)307，它把接收的信號下變頻為第一中頻(IF)信號。第一IF信號通過帶通濾波器308被濾波，并且由可變增益放大器(VGA)309按照由自動增益控制器(AGC)315提供的控制信號進行放大。第一IF信號從VGA309的輸出端被分路，并在混頻器/LO310，311被變換為第二IF信號，它通過低通濾波器(LPF)312，313被耦合到模-數變換器(A/D)318。LPF312，313優(yōu)選地是CDMA聲表面波(SAW)濾波器，在技術上是熟知的(例如，參看圖1)。頻率合成器314典型地包括用于頻率基準的晶體振蕩器和相位檢波器，它產生控制電壓信號來調整被耦合到混頻器307，310和311的LO(本地振蕩器)的頻率。
從A/D318的數字輸出被耦合到自動增益控制(AGC)塊315、PN搜索器317和RAKE解調器319，RAKE解調器319具有三個并行分支，每個分支包括一個本地PN發(fā)生器。CDMA信號的單邊的帶寬是0.6144MHz，這樣來自A/D318的數字信號以1.2288MHz的最小數據速率被采樣，以滿足采樣定理的要求。
從RAKE解調器319的各分支的輸出在最大比值組合器320中進行相加，并被傳送到信道譯碼器塊321。數據從信道譯碼器塊321以50Hz的幀速率被傳送到數字信號處理器(DSP)330。為了易于移動電話的實現和移動電話總體尺寸的減小，AGC塊315，樣本緩存器316，搜索器塊317，RAKE解調器319，組合器320和信道譯碼器321以及在各個不同單元之間的連接(例如322，323)優(yōu)選地被集成在一個專用集成電路(ASIC)中。
從接收的信號(RX)獲取I(同相)和Q(正交)信號是在搜索器塊317中由其中的集成的相位解調器(圖上未示出)來實現。搜索器塊也包括一個RAM，被分開顯示為樣本緩存器316，其中存儲了I和Q樣本。樣本緩存器316包含64×9比特字，其中每個字的最低4比特(0，1，2，3)相應于Q樣本，接著的4比特(4，5，6，7)相應于I樣本。最高有效位(MSB)，比特8，在RX IQ獲取模式期間應當被置為零。64個復數數據樣本的選取是基于為獲得分辨率的足夠大的樣本大小和為縮短計算時間的足夠小的樣本大小之間要求的平衡。從64個數據樣本計算64點的DFT，產生以19.2KHz間隔的64個頻率點。因為AMPS信號帶寬是30KHz，所以這種分辨度提供了足夠的覆蓋。顯然，可以選擇更小的或更大的樣本大小，以得到可接受的結果，盡管應當指出，會出現某些性能惡化。例如，如果使用32點FFT，則頻點間隔將是38.4KHz，造成丟失處在單個頻點間距內的AMPS信號的風險。搜索器塊317也包括RSSI檢測器(圖上未示出)，它測量并提供給DSP330一個表示接收信號功率的信號。
在RX IQ獲取期間，搜索器塊的搜索功能被短暫地中斷，約為1毫秒或更小的量級。被存儲在樣本緩存器316(它雖然被分開圖示，但它是搜索器塊317的一部分)中的I和Q樣本被傳送到DSP330，在其中每20毫秒運行一次64點復數快速富立葉變換(FFT)。這種重復速率是基于按照IS-95標準的幀速率，然而，其它重復速率也可以被使用。
AGC塊315通過連接323接收來自DSP330的用于設置VGA309增益的控制信號。(應當指出，這種連接的實現是通過DSP330寫到一個寄存器，然后它把信號傳送到AGC塊，這在技術上是熟知的。為簡單起見，該功能性連接由參考數字323表示)響應于DSP的關于存在有IMD的判決，提供了這個控制信號，這樣AGC塊315可補償當LNA305被旁路時的增益損失。因為DSP330確定噪聲估值和RSSI以及IMD電平，所以AGC塊315把VGA309的增益設置到適合于接收信號的水平。
在RX信號內檢測IMD的方法作了這樣的假設，即出現兩種不同的情況。第一種情況是只有CDMA信號存在于想要的頻帶內(869-894MHz)。第二種情況假定CDMA信號和IM干擾都存在于想要的頻譜內。按照本發(fā)明的優(yōu)選實施例，用于檢測IMD的測試是(1)收集在電話內的DSP處理器的FFT輸出；(2)構成測試統(tǒng)計值；以及(3)把統(tǒng)計值與門限值比較。在每次測試后，結果就是存在或是不存在IMD的決定。
現在參考圖4，從把來自A/D318的接收的下變頻的信號傳送到搜索器塊317開始，20毫秒的中斷發(fā)生，在步驟401開始，以及在步驟420結束，在此期間，RXIQ樣本被獲取，被存儲在樣本緩存器316中(步驟402)，以及被運算以測定是否存在IMD(步驟403-406)。在傳送樣本到DSP330后，FFT把接收的時域信號變換到頻域，以提供在頻譜內的N個離散樣本(步驟403)。在優(yōu)選實施例的情況下，N＝64。N頻點的每一頻點具有一幅度，它被加以計算(步驟404)和通過N個數字濾波器中的一個相應的濾波器被處理(步驟405)，在這種情況下，此濾波器是無限沖激響應(IIR)濾波器，它在技術上是熟知的。(例如參看Marven和Ewers著“A Simple Approach toDigital Signal Processing(數字信號處理的簡單方法)”1996，WileyInterscience，New York)。結果的數值被存儲在DSP330中的存儲器內，而來自另一幀的數據被收集。當FFT計算和濾波步驟(404，405)已被完成了四幀時，就對每個單獨的頻點計算平均幅度。結果是對于每個DFT頻點的平均功率。
在N個頻點中，M個最大值被識別為具有最大平均功率。除了具有M個最大值的頻點以外，計算了在整個樣本頻帶內其余的(N-M)個頻點的平均功率。這個值代表“噪聲估值”。
圖5給出了由FFT處理器產生的記錄的假設的例子。此處，顯示了DFT頻點1號到8號，每個頻點具有不同的幅度rk。設置M為3，頻點2，3和5具有最大值，留下頻點1，4和6-8用來計算噪聲估值。
因為干擾信號的數目和它們各自的頻率事先不知道，所以M的值最好是通過使用現場測量來選擇，由于它是具體網絡結構的函數。M值應當足夠低，以使它不減損噪聲估值，但也應當足夠高，以使干擾信號不會偏移噪聲估值。M值的選取將隨移動電話的前端結構而改變，取決于RF接收鏈。
M個最大值頻點的平均功率被計算來給出平均干擾信號，即“干擾估值”，以及在步驟406計算了干擾對噪聲的比值(INR)。簡略參考圖5，平均干擾信號幅度將從頻點2，3和5的平均來確定。
在步驟407，DSP320進行檢驗以確定LNA305的現有增益設置是高還是低。在開始加電源期間，LNA增益被設置為高，以便易于可靠地找到想要的信號。在當前樣本收集和處理順序(步驟401-406)以后，如果增益被設置為高，這是因為在開始后的首次測試或因為先前不曾存在IMD，那么在步驟409把INR和預定的門限值進行比較。門限值取決于網絡結構，并且可通過現場測試最容易地被確定。用于確定門限值的一個可能的方法是當得知IMD存在時把門限值t設置為等于INR的期待值。
如果INR超過門限值，則在步驟411，發(fā)送一個命令以旁路LNA305，把接收信號轉移通過衰減器306。如果LNA增益是低的，或如果INR小于門限值，則接收信號被估值以確定其信號強度(RSSI)是否太低而沒有LNA的高增益就不能檢測出來(步驟408)。如果RSSI是低的，則旁路被關斷，及LNA305的增益被設置為高(步驟410)。如果在步驟409，INR小于門限值以及在步驟408，接收信號并不是低到不能檢測出，則結束采樣中斷(步驟420)。
把LNA305切換到接收機鏈以外，導致較少的總增益和IM產物的功率中三階的減少。然而，從接收機鏈中消除LNA也提高了噪聲基底，它以低的信噪比對性能帶來有害的影響。因此，必須出現一個平衡，其中并不是通過旁路LNA來響應所有的IM產物，而只是響應那些對CDMA呼叫發(fā)生很大惡化的IM產物電平才旁路LNA。
在用于估算IMD的存在的優(yōu)選實施例中使用的算法包括以下步驟1)通過利用FFT算法計算使用復數值輸入數據的DFTXl(k)=Σn=0N-1xl(n)e-J2πkn/Nl=1,2,...,Lk=0,1,...,N-1...(1)]]>其中N是FFT長度(因為先前描述的理由，N＝64)；以及xl(n)是由A/D以1.2288MHz速率采樣的對于第l幀的第n個樣本的復數輸入數據。
2)計算能量頻域樣本Zl(k)＝|Xl(k)|2(2)3)把輸出傳送到N個獨立的IIR濾波器組Rl+1(k)＝c1Rl(k)+(1-c1)Zl(k)，(3)其中Rl+1(k)是第K個DFT頻點在時間l+1處的輸出；以及C1是IIR濾波器系數。
4)把N個DFT頻點的Rl(k)排序，從最小的Rl1到最大的RlP+M{Rl1,Rl2,···,RlP,RlP+1···,RlP+M},...(4)]]>其中N＝P+M
Rmin={Rl1,Rl2,···,RlP}....(6)]]>5)定義對Rmax的IMD估值為S1^=1MΣp=p-1P+MR1p(k)...(7)]]>6)定義對Rmin的背景噪聲估值為Nl^=1pΣp=1pR1p(k)...(8)]]>7)計算干擾對背景信號功率的比值(INR)并與預定的門限進行比較S^1N^1<>H2H1t...(9)]]>其中t是門限；H1是當存在有干擾信號時為真的假定；以及H2是當不存在干擾信號時為真的假定。
如前面所述，門限t通常被設置為滿足具體網絡的性能準則，可能加以考慮AMPS和CDMA基站的相對密度以及在AMPS和CDMA基站之間的距離。用于確定門限的一個可能的方法是把門限值t設置為等于當存在IMD時的預期的SNR。
由于干擾信號不一定被限制在一個頻率點內，所以能量會存在在相鄰的頻率點中，噪聲估值也會被偏移。減小這種偏移的一個方法是使用不同于矩形的窗函數，這樣增加了計算的復雜性。另一個可能的方法是舍棄與M個最大值頻點相鄰的頻點。雖然這后一種方法對噪聲估值可能有些影響，因為可供用來估值的將是較少的樣本，但是這樣的折衷由于其消除IMD信號泄漏的有效性而被證明是正確的。
圖6和7分別表示當不存在IMD時和當存在IMD時的INR計算步驟(圖4的步驟406)的輸出。這些圖是通過使用原型CDMA移動峰窩電話搜集的現場測量值而產生的。當沒有IMD存在時，測試電話具有10dB的預期測試統(tǒng)計值(INR)，如圖6所示。對于40dB的門限，該INR顯然大大低于門限值，顯然沒有錯誤啟動旁路開關的風險。
當測試電話向已知的IMD區(qū)行進時，測試統(tǒng)計值(INR)隨著AMPS基站的接近而增加，如圖7所示，表明實際上存在IMD。再次和40dB的門限值進行比較，如圖所示，有些IMD，但不是全部，在減少錯誤啟動到最小的折衷情況下，會啟動切換旁路LNA。
因為上述方法使用頻譜估計來確定是否存在IMD，所以本領域技術人員將會看到，其它統(tǒng)計方法可以以類似方式被用來估算頻譜。在可被使用的其它方法中有自相關，加窗的FFT，Burg法和參量法，包括被用于線性預測編碼(LPC)的算法。(例如，參看Therrein，C.W.，Discrete Random Signals and Statistical Signal Processing(離散隨機信號和統(tǒng)計信號處理)，Prentice-Hall，Ingelwood Cliffs，NJ；Marvenand Ewers，Supra.)LPC方法特別適用于移動電話，因為該算法已被用于聲碼器，允許復用適當的算法和不帶有或很少的附加硬件或軟件的DSP處理能力。通常，用于實現檢測IMD的方法的裝置可用硬件部件完成，其中的許多部件已存在于移動電話結構內，允許以最小的成本而得以實現，即使諸如LPC那樣的多用途算法不用于聲碼器和IMD檢測功能。
用于檢測和濾除IMD的本發(fā)明方法和裝置由于CDMA頻譜總的是平坦的所以對于CDMA特別有效。識別CDMA頻帶內的IMD的能力允許引用根據IMD的實際存在進行選擇性濾波，這與現有技術方法中所使用的只依靠總的接收信號功率不同，因此使本發(fā)明方法和裝置很適合于解決在已建立的AMPS內或類似業(yè)務區(qū)域引入CDMA蜂窩網絡的問題。本發(fā)明方法和技術的應用對于其它寬帶移動電話系統(tǒng)，包括PCS1900移動電話，也是有利的。
本領域技術人員將會看到，在本發(fā)明的系統(tǒng)中可作出各種不同的修改和變化而不背離本發(fā)明的精神和范圍。因此，如果本發(fā)明的修改和變化屬于所附權利要求及其等價內容的范圍以內，就打算使本發(fā)明包括本發(fā)明的修改和變化。
權利要求
1.在基于寬帶的移動電話中用于檢測和減小帶內互調失真的裝置，包括用于接收在寬帶頻譜內的信號的接收機，接收機具有低噪聲放大器，用于響應于控制信號旁路低噪聲放大器的可切換裝置，以及用于把接收信號變換為數字信號的變換器；數字信號處理器，用于接收數字信號，以預定采樣間隔從這些數字信號中提取多個樣本，對多個樣本的每個樣本實行頻譜估值，頻譜估值包括多個頻率值，每個頻率值具有在一個幅度范圍內的幅度，在該幅度范圍內辨別第一組幅度和第二組幅度，第一組包括在幅度范圍高端的預定數目的幅度，對于第一組幅度計算第一平均幅度以確定干擾估值，對于第二組幅度計算第二平均幅度以確定接收信號的噪聲估值，從第一平均幅度和第二平均幅度計算干擾統(tǒng)計值，把干擾統(tǒng)計值與預定門限值進行比較，以及如果干擾統(tǒng)計值超過門限值，則提供旁路命令給可切換裝置以便旁路低噪聲放大器。
2.如權利要求1中的裝置，其特征在于，其中頻譜估值是在數字信號處理器內藉使用離散富立葉變換實現的。
3.如權利要求2中的裝置，其特征在于，其中多個頻率值包括離散富立葉變換的N個頻點，以及數字信號處理器還從多個樣本對于每一頻點計算平均頻點幅度以給出N個平均頻點幅度，其中從N個平均頻點幅度計算第一平均幅度和第二平均幅度。
4.如權利要求3中的裝置，其特征在于，其中多個樣本的每個樣本被一個N濾波器組濾波，一個濾波器相應于每一頻點。
5.如權利要求2中的裝置，其特征在于，其中數字信號處理器籍使用快速富立葉變換計算離散富立葉變換。
6.如權利要求1中的裝置，其特征在于，其中干擾統(tǒng)計值包括第一平均幅度與第二平均幅度的比值。
7.如權利要求1的裝置，其特征在于，其中當得知帶內互調噪聲存在時，把門限值設置為等于干擾統(tǒng)計值。
8.如權利要求1的裝置，其特征在于，其中數字信號處理器結合旁路命令產生增益控制信號，以及還包括可變增益放大器和響應于增益控制信號的增益控制塊，其中當數字信號處理器產生增益控制信號時，增益控制塊提高可變增益放大器的增益。
9.如權利要求1的裝置，其特征在于，還包括連接到可切換裝置的衰減器，當低噪聲放大器被旁路時用于衰減接收的信號。
10.用于檢測在寬帶接收信號內的帶內干擾信號的方法，包括接收模擬接收信號；把模擬接收信號變換成數字信號；以預定采樣間隔從數字信號中提取多個樣本；對多個樣本的每個樣本實行頻譜估值，頻譜估值包括多個頻率值，每個頻率值具有在一個幅度范圍內的幅度；在該幅度范圍內辨別代表具有高電平帶內干擾信號的多個數值的頻率值的第一組幅度；比較在幅度范圍內的第一組幅度和第二組幅度，以確定干擾統(tǒng)計值；把干擾統(tǒng)計值與表示帶內互調失真的預定門限值進行比較。
11.權利要求10的方法，其特征在于，其中實行頻譜估值的步驟包括計算離散富立葉變換。
12.權利要求11的方法，其特征在于，其中多個頻率值包括離散富立葉變換的N個頻點，及實行頻譜估值還包括從多個樣本對每一頻點計算平均頻點幅度以提供N個平均頻點幅度，其中第一組幅度和第二組幅度被取自N個平均頻點幅度。
13.權利要求12的方法，其特征在于，其中頻譜估值步驟還包括通過N濾波器組濾波多個樣本的每個樣本，一個濾波器相應于每一頻點。
14.權利要求13的方法，其特征在于，其中濾波步驟包括使用無限沖激響應濾波。
15.權利要求11的方法，其特征在于，其中計算離散富立葉變換的步驟包括快速富立葉變換。
16.權利要求11的方法，其特征在于，其中離散富立葉變換具有64點。
17.權利要求10的方法，其特征在于，其中干擾統(tǒng)計值包括第一平均幅度與第二平均幅度的比值。
18.權利要求12的方法，其特征在于，其中第一組幅度包括M個平均頻點幅度，其中M是具有高電平帶內干擾信號的頻點數，M小于N，及第二組幅度包括(N-M)個平均頻點幅度。
19.權利要求12的方法，其特征在于，其中第一組幅度包括M個平均頻點幅度，其中M是具有高電平帶內干擾信號的N個頻點的子集，以及第二組幅度包括(N-(M+A))個平均頻點幅度，其中A是與具有高電平帶內干擾信號的頻點相鄰的N個頻點的子集。
20.權利要求10的方法，其特征在于，其中當得知存在有高電平窄帶干擾信號時，把門限值設置為等于干擾統(tǒng)計值。
21.在具有低噪聲放大器和數字信號處理器的移動電話接收機中，用于檢測和減小由高電平窄帶干擾信號生成的失真產物的方法，這些高電平窄帶干擾信號在寬帶接收信號內產生帶內干擾，該方法包括接收模擬接收信號；把模擬接收信號變換成數字信號；以預定采樣間隔從數字信號中提取多個樣本；在數字信號處理器中，對多個樣本的每個樣本實行頻譜估值，頻譜估值包括多個頻率值，每個頻率值具有在一個幅度范圍內的幅度；在該幅度范圍內辨別代表高電平窄帶干擾信號的第一組幅度，和辨別代表對于寬帶接收信號的基本噪聲電平的第二組幅度，第一組幅度包括在幅度范圍高端的預定數目的幅度；對于第一組幅度計算第一平均幅度，以確定帶內干擾的干擾估值；對于第二組幅度計算第二平均幅度，以確定對于接收信號的噪聲估值，從第一平均幅度和第二平均幅度計算干擾統(tǒng)計值；把干擾統(tǒng)計值與預定門限值進行比較，如果干擾統(tǒng)計值超過門限值，則提供旁路命令給開關，用于旁路低噪聲放大器。
22.權利要求21的方法，其特征在于，其中數字信號處理器結合旁路命令產生增益控制信號，以及還包括可變增益放大器和響應于增益控制信號的增益控制塊，其中當數字信號處理器產生增益控制信號時，增益控制塊提高可變增益放大器的增益。
23.權利要求21的方法，其特征在于，其中實行頻譜估值的步驟包括計算離散富立葉變換。
24.權利要求23的方法，其特征在于，其中多個頻率值包括離散富立葉變換的N個頻點，以及實行頻譜估值還包括從多個樣本對每一頻點計算平均頻點幅度以提供N個平均頻點幅度，其中第一組幅度和第二組幅度被取自N個平均頻點幅度。
25.權利要求24的方法，其特征在于，其中頻譜估值步驟還包括通過N濾波器組濾波多個樣本的每個樣本，一個濾波器相應于每一頻點。
26.權利要求24的方法，其特征在于，其中濾波步驟包括使用無限沖激響應濾波。
27.權利要求22的方法，其特征在于，其中計算離散富立葉變換步驟包括實行復數快速富立葉變換。
28.權利要求22的方法，其特征在于，其中離散富立葉變換具有64點。
29.權利要求21的方法，其特征在于，其中干擾統(tǒng)計值包括第一平均幅度和第二平均幅度的比值。
30.權利要求23的方法，其特征在于，其中第一組幅度包括M個平均頻點幅度，其中M是具有高電平帶內干擾信號的頻點數，M小于N，及第二組幅度包括(N-M)個平均頻點幅度。
31.權利要求23的方法，其特征在于，其中第一組幅度包括M個平均頻點幅度，其中M是具有高電平帶內干擾信號的N個頻點的子集，以及第二組幅度包括(N-(M+A))平均頻點幅度，其中A是與具有高電平帶內干擾信號的頻點相鄰的N頻點的子集。
32.權利要求21的方法，其特征在于，其中當得知存在有高電平窄帶干擾信號時，把門限值設置為等于干擾統(tǒng)計值。
33.在具有低噪聲放大器和至少一個模-數變換器的傳統(tǒng)CDMA移動電話接收機前端中，該模-數變換器用來把在CDMA帶寬內的模擬接收信號變換為數字信號，該數字信號被傳送到數字信號處理器，一種用于檢測帶內互調失真的方法，包括在數字信號處理器內實行頻譜估值，以便計算CDMA帶寬內各個頻率上的離散信號幅度的估值，以基本上區(qū)分開可歸因于帶內互調失真的信號幅度和可歸因于噪聲信號的信號幅度，以給出干擾統(tǒng)計值；以及把干擾統(tǒng)計值與預定干擾門限值進行比較。
34.權利要求33的方法，其特征在于，其中實行頻譜估值的步驟包括以預定采樣間隔從數字信號中得出多個樣本；對多個樣本的每個樣本實行離散富立葉變換以給出在頻域內的N個頻點，每個頻點具有一個離散信號幅度；對于多個樣本對N頻點的每一頻點的離散信號幅度進行平均，以得出N個平均的信號幅度；對N頻點的每一頻點進行數字濾波；辨別在N個平均的信號幅度內具有M個最高幅度的一組的N個頻點中的M個頻點；平均M個最高幅度以給出干擾估值；平均(N-M)個平均的信號幅度以給出噪聲估值；從干擾估值和噪聲估值計算干擾對噪聲的比值；以及把干擾對噪聲的比值與表示帶內互調失真的預定門限值進行比較。
全文摘要
在CDMA移動電話接收機前端,提供旁路連接以旁路低噪聲放大器并傳送接收信號。旁路連接可包括衰減器。旁路由控制信號啟動。數字信號處理器(DSP)分析接收信號,當IMD干擾超過預定電平時發(fā)送控制信號。通過頻譜估值識別IMD干擾的存在。頻譜估值藉助于:收集數據樣本,使用DSP,計算離散富立葉變換,使數據通過濾波器組,然后采用判決算法。若IMD電平足夠高,則DSP將提供信號給自動增益控制塊,以控制可變增益放大器來補償增益損失。
文檔編號H04B1/10GK1194556SQ9810377
公開日1998年9月30日 申請日期1998年2月27日 優(yōu)先權日1997年2月28日
發(fā)明者T·J·肯萊, I·尼瓦, S·D·格萊, J·道寧 申請人:諾基亞流動電話有限公司