專利名稱:Ofdm接收系統(tǒng)中校正頻偏的設(shè)備的制作方法
發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明涉及OFDM接收系統(tǒng)，特別是涉及用于校正OFDM接收系統(tǒng)中由在載頻間隔的1/4范圍內(nèi)的發(fā)送與接收頻率之間的差引起的頻偏的設(shè)備。
背景技術(shù)：
在常規(guī)的無線通信信道和數(shù)字HDTV傳輸信道中，碼元間干擾(ISI)是由接收信號中出現(xiàn)多徑衰落產(chǎn)生的。特別地，當通過該信道發(fā)送HDTV的高速數(shù)據(jù)時，ISI增加，導(dǎo)致在接收端恢復(fù)高速數(shù)據(jù)時產(chǎn)生差錯。為了解決這個問題，目前，OFDM技術(shù)已實現(xiàn)了采取適當措施來抵消在數(shù)字音頻廣播(DAB)和HDTV標準中多徑衰落問題。OFDM技術(shù)變換具有N個碼元的串行輸入碼元流，多路復(fù)用N個并行碼元為不同的副載波頻率、相加所有的多路復(fù)用的數(shù)據(jù)和發(fā)送相加的數(shù)據(jù)。在這里，N個并行數(shù)據(jù)定義為一個單元塊，和每個單元塊的副載波具有正交特性，它對副載波間的信道沒有影響。與常規(guī)的載波傳輸方法相比，OFDM方法通過保持相同的碼元傳輸速率及使碼元周期增加與副載波信道數(shù)(N)一樣多可減少由多徑衰落引起的ISI的出現(xiàn)。特別是，OFDM方法使用在發(fā)送的碼元之間插入保護間隔(GI)來減少ISI，使它能夠?qū)崿F(xiàn)簡化所需的信道均衡器的結(jié)構(gòu)。與常規(guī)的頻分多路復(fù)用(FDM)型式相比，OFDM方法具有每個副載波信道的頻譜重疊使它可具有較高頻譜效率的特性。而且，該頻譜具有矩形的波和電功率均勻地分布在每個頻帶上，這防止了同頻道干擾信號的影響。
同時，信道特性的突然偏差使得發(fā)送信號的頻帶對多普勒效應(yīng)敏感，或者調(diào)諧器的不穩(wěn)定狀態(tài)使得發(fā)送與接收頻率之間不同步而導(dǎo)致頻偏。由于變化接收信號的相位，頻偏降低了該接收系統(tǒng)的解碼能力。在使用多載波的OFDM方法中，根據(jù)每個子信道檢測碼元。響應(yīng)頻偏，不保護每個副載波頻率之間的正交特性，在兩個相鄰子信道之間產(chǎn)生干擾。特別是，隨著OFDM子信道數(shù)量的增加，每個副載波在一個頻帶內(nèi)緊密地分布，使得即使在小的頻偏值上也產(chǎn)生相鄰子信道之間的干擾。因此，當設(shè)計和構(gòu)成一個OFDM接收系統(tǒng)時頻偏的校正是要考慮的最重要的事情之一。
有關(guān)這個頻偏校正，在1995年P(guān)ro.of VTC’95論文集中公開的“用于正交多載波傳輸技術(shù)的新的頻率檢測器”中，F(xiàn).Daffara和O.Adami提出了使用包含在OFDM信號中的一個保護間隔的頻偏校正電路。在這個現(xiàn)有技術(shù)中，有關(guān)相對該保護間隔得到的頻偏與發(fā)送信號的循環(huán)前綴(Circular prefix)特性的特性曲線用于構(gòu)成使用PLL的頻偏校正電路。
該電路具有結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點，但是其缺點在于隨著頻偏值增加，其校正能力減小。此外，當頻偏值大于副載波之間的頻率間隔時不能應(yīng)用該電路。
在1994年，在1994年10月出版的IEEE Trans.Commun；Vol.COM-42的文章“用于正交頻分多路復(fù)用頻偏校正的技術(shù)”中P.H.Moose提出了不使用PLL的頻偏校正電路，通過在頻率選擇的衰落信道中發(fā)送特別的碼元流估計頻偏值，該電路有效地適用于信道環(huán)境。
但是，在這個方法中，有用碼元的發(fā)送速率由于重復(fù)地發(fā)送該碼元流而降低，而且當頻偏(ε)大于相鄰副載波之間的頻率間隔時其應(yīng)用受限制。
即當頻偏(ε)是|ε|＞0.5時，由于該頻偏引起對于相鄰子信道帶寬每個副載波的偏轉(zhuǎn)移位(deflection-shifting)頻率的解碼的OFDM碼元之間循環(huán)移位，接收端的移位校正能力降低了。在這里如果頻值是一個整數(shù)，則只產(chǎn)生循環(huán)移位，因而產(chǎn)生串音，相鄰信道干擾，如果頻偏值不是整數(shù)，由于該接收的信號被定義為傅里葉運算中的離散信號，所以產(chǎn)生循環(huán)移位。
當頻偏(ε)為|ε|＜0.5時，只產(chǎn)生串音而無循環(huán)移位。當頻偏是一個整數(shù)(ε＝m，m是一個整數(shù))時，雖然相應(yīng)信道與其相鄰信道之間不產(chǎn)生干擾，但第1個碼元被發(fā)送到第(1-m)個子信道中。因此，在使用頻偏所用的一般校正方法的系統(tǒng)中，發(fā)送信號的準確恢復(fù)受到限制。
因此，為了準確的頻偏校正，首先，執(zhí)行用于減少不產(chǎn)生循環(huán)移位的范圍內(nèi)(|ε|＜1/2)的頻偏值的過程，接著，執(zhí)行準確地檢測該頻偏的頻偏檢測過程。
對于上述方法，在1994年P(guān)roc.of VTC’94出版的“適用于在頻率選擇的衰落信道上通信的OFDM系統(tǒng)的頻率同步算法”中，F(xiàn).Classen和H.Myer提出使用兩步的頻偏估計法一個捕獲過程，用于減少恒定范圍內(nèi)的初始頻偏；和一個跟蹤過程，用于在估計該頻偏值之前準確地跟蹤該頻偏。
但是，這個方法的問題在于捕獲過程的計算量大而且該頻偏根據(jù)該信道特性不減少。
即，雖然該頻偏值在1/2之內(nèi)被減少，但是如果頻偏值接近1/2邊界，則跟蹤過程的計算量增加了。
由于上述情況，本發(fā)明的目的是提供一個設(shè)備，用于校正OFDM接收系統(tǒng)中由在載頻間隔的1/4范圍內(nèi)的發(fā)送與接收頻率之間的差引起的頻偏。

發(fā)明內(nèi)容
1.為了達到上述目的，本發(fā)明提供一種通過鎖相環(huán)電路形式校正接收到的正交頻分復(fù)用OFDM信號的頻偏并向OFDM解調(diào)器提供經(jīng)校正的OFDM信號的設(shè)備，其中該鎖相環(huán)電路由該設(shè)備、一個環(huán)路濾波器、一個壓控振蕩器和一個消旋器組成，其特征在于，所述設(shè)備包括一個相關(guān)計算器，用于從預(yù)定的基準信號和從所述OFDM解調(diào)器輸出的值中計算相關(guān)值；和一個頻偏估計器，包括一個頻偏值發(fā)生器，用于順序地產(chǎn)生并輸出在預(yù)定范圍中的一個整數(shù)或一個十進制分數(shù)作為頻偏值；一個比較單元，用于控制從所述相關(guān)計算器輸出的相關(guān)值中的較大值的存儲和所述頻偏值發(fā)生器的輸出值的存儲，其中所述頻偏值發(fā)生器用于產(chǎn)生存儲在一個暫時存儲單元中的相關(guān)值；一個相位計算器，將所述頻偏值發(fā)生器的輸出值乘以載頻間隔以得到相位信號，并將該相位信號提供給所述的環(huán)路濾波器；和一個控制器，用于控制所述頻偏值發(fā)生器、所述暫時存儲單元、所述比較器和所述環(huán)路濾波器的初始化，選擇存儲在所述暫時存儲單元中的值作為所述頻偏值，并且通過所述相位計算器輸出所選擇的值到所述環(huán)路濾波器。



從下面結(jié)合附圖的本發(fā)明優(yōu)選實施例的詳細描述中，本發(fā)明的上述及其它目的，特點和優(yōu)點將更清楚了，其中圖1是根據(jù)本發(fā)明說明用于校正OFDM接收系統(tǒng)中的頻偏的設(shè)備方框圖；圖2是說明圖1的相關(guān)計算器的詳細方框圖；圖3是說明產(chǎn)生基準值的PRBS的圖；圖4是說明圖1的頻偏估計器的詳細方框圖；圖5是表示圖4中所示的第一發(fā)生器的優(yōu)選實施例的圖；和圖6是表示圖4中所示的的第二發(fā)生器的優(yōu)選實施例的圖。
具體實施方式
現(xiàn)在詳細地參見本發(fā)明，在附圖中示出其例子。盡可能地，在全部附圖中使用相同的標號代表相同或類似的部件。
圖1表示根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的OFDM接收系統(tǒng)的透視方框圖。OFDM接收系統(tǒng)包括一個ADC 100，一個環(huán)路濾波器200，一個壓控振蕩器(VCO)300，一個消旋器400，一個OFDM解調(diào)器500，一個相關(guān)計算器600一個頻偏估計器700。
ADC 100變換接收的信道信號為數(shù)字信號。環(huán)路濾波器200根據(jù)從頻偏估計器700輸入的任意頻偏接收相位信號值，將這個相位信號值乘以一個增益值，和累加并輸出相乘的值到VCO 300。VCO 300將從環(huán)路濾波器200輸出的信號乘以一個增益值，反饋該相乘的值，將該信號與該反饋值相加并且輸出相加的值到消旋器400。
消旋器400從VCO 300輸出的值中得到正弦波和余弦波，以從ADC 100傳送的數(shù)字信號乘該正弦波和余弦波，并且輸出相乘的值到OFDM解調(diào)器500。
OFDM解調(diào)器500包括一個保護間隔消除器510，一個串行/并行逆變器520，一個FFT電路530和一個并行/串行變換器540。保護間隔消除器510接收從消旋器400輸出的值，只提取有用碼元間隔內(nèi)的碼元和提供所提取的信號給串行/并行逆變器520。串行/并行逆變器520逆變換串行數(shù)據(jù)成所有副載波的并行數(shù)據(jù)并且輸出并行的數(shù)據(jù)到FFT電路530。FFT電路530以FFT運算解調(diào)副載波。并行/串行變換器540變換從FFT電路530輸出的數(shù)據(jù)成串行數(shù)據(jù)，并且輸出它們。
相關(guān)計算器600接收從OFDM解調(diào)器500輸出的值并且計算碼元單元中的相關(guān)。
在本發(fā)明的實施例中，使用包括在從OFDM解調(diào)器500輸出的碼元內(nèi)的預(yù)定位置的連續(xù)導(dǎo)頻載波(CPC)計算該相關(guān)。
在歐洲的地面波廣播系統(tǒng)中，所發(fā)送的OFDM幀的各種信元內(nèi)的一些信息已在該接收機被解調(diào)為基準信息。包括基準信息的這些信元以一個較強能量信號的提升功率電平發(fā)送，其中該幅度是其它信元的1/0.75倍。這些信元的信息值從具有各發(fā)送載波的一系列值的偽隨機二進制序列(PRBS)中導(dǎo)出。
在本發(fā)明的實施例中，使用CPC進行計算相關(guān)，該CPC以提升的功率電平發(fā)送，位于作為基準信號一OFDM碼元內(nèi)的預(yù)定位置。
在這里，在歐洲的傳輸標準中，如下表1中所示的，CPC是在一個碼元內(nèi)的預(yù)定位置發(fā)送的。
表1


由于CPC的幅度(C)具有傳統(tǒng)傳輸信號(C’)的1/0.75倍的能量，該基準信號值具有比數(shù)據(jù)載波更高的能量。相互相乘基準信號值和相互相加相乘的值產(chǎn)生一個相關(guān)值，當頻偏是最小值時，相關(guān)值變?yōu)樽畲笾怠?br> 因此，在本發(fā)明的實施例中，如上所述，使用一個碼元中的CPC得到一個相關(guān)，和使用該相關(guān)得到頻偏值。
圖2表示圖1中所示的相關(guān)計算器600的結(jié)構(gòu)方框圖。相關(guān)計算器600包括一個提取器610，一個相關(guān)器620和一個基準值發(fā)生器630。
提取器610只提取和輸出在從OFDM解調(diào)器500輸出的碼元系列的預(yù)定位置中的CPC。相關(guān)器620使用從提取器610輸出的CPC和相應(yīng)于該CPC的基準值計算一個相關(guān)，以便累加地計算一個碼元內(nèi)的相關(guān)。
這時，用于提供基準值給相關(guān)器620的基準值發(fā)生器630可用產(chǎn)生包含在發(fā)送端的碼元中的基準值所使用的PRBS序列構(gòu)成。
如圖3所示的，當來自PRBS的第一輸出比特相應(yīng)于第一有效載波時初始化PRBS序列。在來自PRBS的每個載波中產(chǎn)生新的值。PRBS的多項式表示如下G(X)＝X11+X2+1在導(dǎo)頻信元中，當PRBS產(chǎn)生“0”時，實部是1和虛部為0，而當PRBS產(chǎn)生“1”時，實部為-1和虛部為0。
頻偏估計器700預(yù)確定一個任意頻偏偏離范圍，根據(jù)順序地產(chǎn)生的頻偏產(chǎn)生一個相位信號，輸出相位信號到環(huán)路濾波器200，和根據(jù)從相關(guān)計算器600輸出的相關(guān)確定頻偏的近似值。
圖4表示根據(jù)本發(fā)明的頻偏估計器700的結(jié)構(gòu)方框圖。頻偏估計器700包括一個頻偏值發(fā)生器710，一個相位計算器720，一個比較單元730和一個控制器740。
頻偏值發(fā)生器710順序地產(chǎn)生在預(yù)定范圍中的一個整數(shù)或一個分數(shù)，并且將它輸出到相位計算數(shù)720。相位計算器720將從頻偏值發(fā)生器710輸出的值乘以相應(yīng)于該載頻間隔的頻率值得到相位信號。從相位計算器720輸出的相位信號輸出到環(huán)路濾波器200以校正所接收信號的頻率。頻率已校正的數(shù)據(jù)由OFDM解調(diào)器500進行解調(diào)，在相關(guān)計算器600中計算相應(yīng)于OFDM解調(diào)的數(shù)據(jù)的相關(guān)值，輸出它們到比較單元730。比較單元730順序地比較從相關(guān)計算器600輸出的相關(guān)值，存儲大的相關(guān)值和控制從頻偏值發(fā)生器710輸出的值的存儲，用于產(chǎn)生存儲的相關(guān)值作為頻偏值?？刂破?40初始化頻偏值發(fā)生器710、比較單元730和環(huán)路濾波器200，估計最后得到的頻偏估計值作為接收頻率的移位值，用于校正目前信道的頻率。
頻偏值發(fā)生器710包括第一發(fā)生器711、一個暫時存儲單元712、第二發(fā)生器713、第一多路復(fù)用器714和第二多路復(fù)用器715。
第一發(fā)生器711產(chǎn)生在預(yù)定范圍中的一個整數(shù)，將它輸出到相位計算器720，以便變換校正頻偏值。所接收的信號在消旋器400中以變換的頻偏進行校正，并且校正的值輸出到OFDM解調(diào)器500。相關(guān)計算器600計算并輸出相應(yīng)碼元的相關(guān)。比較單元730比較該相關(guān)與存儲的相關(guān)。這時，比較單元730根據(jù)比較的結(jié)果控制更新暫時存儲單元712。
當相關(guān)值大時，從第一發(fā)生器711輸出的值存儲在暫時存儲單元712中。當相關(guān)值小時，保持在暫時存儲單元712中存儲的值而不更新。
第一發(fā)生器711順序地產(chǎn)生在預(yù)定范圍內(nèi)的整數(shù)，所產(chǎn)生的整數(shù)存儲在暫時存儲單元712中。該存儲值相應(yīng)于具有載頻間隔的1/2范圍內(nèi)的值的頻偏值的近似值。
圖5表示表示與本發(fā)明的實施例相符的第一發(fā)生器711。第一發(fā)生器711包括一個存儲器750、一個多路復(fù)用器751、一個寄存器752和一個加法器753。
初始值發(fā)生750產(chǎn)生一個預(yù)定的初始值。多路復(fù)用器751接收來自存儲器750的初始值和反饋值，根據(jù)來自控制器740的初始信號選擇和輸出該初始值，并接著，選擇和輸出該反饋值。寄存器752存儲從多路復(fù)用器751輸出的值，并且根據(jù)時鐘信號輸出存儲的值。在加法器753中從寄存器752輸出的信號加上1，并且相加的信號反饋到多路復(fù)用器751。
第二發(fā)生器713將來自第一發(fā)生器711最后存儲的值讀入暫時存儲單元712，并且順序地產(chǎn)生在它們的±0.5范圍內(nèi)的值。
圖6表示根據(jù)本發(fā)明實施例的第二發(fā)生器713。第二發(fā)生器713包括第一加法器760、一個多路復(fù)用器761和第二加法器762。
加法器760將從暫時存儲單元712讀出的值加上“-0.5”，并且輸出相加的值。多路復(fù)用器761根據(jù)來自控制器740的選擇信號sel3選擇并輸出從第一加法器760輸出的值和從第二加法器762輸出的值。加法器762將多路復(fù)用器761輸出的值加上“1”，并且反饋相加的值到多路復(fù)用器761。
第一選擇器714根據(jù)來自控制740的選擇信號sel1選擇并輸出從第一及第二發(fā)生器711及713輸出的值。
第二選擇器715根據(jù)來自控制器740的選擇信號sel2選擇并輸出從第一選擇器714和暫時存儲單元712輸出的值。
比較單元730包括一個比較器731和一個存儲器732。比較器731接收從相關(guān)計算器600輸出的碼元單元的相關(guān)值，順序地檢測它們，存儲大的值到存儲器732，和控制頻偏值發(fā)生器710的輸出值的存儲，產(chǎn)生存儲在存儲器732中的相關(guān)值給暫時存儲單元712。
相位計算器720以載頻間隔乘來自頻偏值發(fā)生器710的輸出值，并輸出相乘的值到環(huán)路濾波器200。
控制器740初始化頻偏值發(fā)生器710，比較器730和環(huán)路濾波器200，而在最后步驟中，選擇存儲在暫時存儲單元712中的值作為頻偏值，并且輸出選擇值到相位計算器720。
在此之后，詳細地敘述應(yīng)用于歐洲電信標準2K模式編碼/解碼的OFDM幀的本發(fā)明的另一個實施例。
在這里，OFDM幀具有Ts周期和68OFDM碼元。一個超幀包括4幀。每個碼元有K＝1705載波并且在Ts周期內(nèi)發(fā)送。而且，每個碼元包括在Tv周期中發(fā)送的有用數(shù)據(jù)和在Δ周期中發(fā)送的保護間隔。在這里，假定保護間隔是有用數(shù)據(jù)的1/4。OFDM的參數(shù)如下


根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的第一發(fā)生器順序地產(chǎn)生整數(shù)-S，-S+1，-，0，-，S-1，S。在這里假定S＝27。
在系統(tǒng)初始化期間，存儲器732，暫時存儲單元712第一發(fā)生器711被初始化，和存儲的值變?yōu)?。
當初始化第一發(fā)生器711和產(chǎn)生-27時，第一和第二選擇器714和715選擇從第一發(fā)生器711輸出的值，并且輸出選擇值到相位計算器720。然后相位計算器720以載波間隔4464Hz乘-27，并且輸出相乘的值。利用該相位信號值校正從去交錯器400輸入到ADC 100的接收信號的頻率。
已校正的信號輸出到OFDM解調(diào)器500進行解調(diào)。在這時，提取器610從來自O(shè)FDM解調(diào)器500的已解調(diào)碼元中提取CPC。從提取器610輸出的CPC與輸入到基準值發(fā)生器630的相關(guān)器620的預(yù)定值內(nèi)插以便計算該相關(guān)。從相關(guān)計算器600得到的碼元相關(guān)值輸出到比較單元730，并且存儲在存儲器732中，因為它比初始值“0”大。比較單元730控制從第一發(fā)生器711輸出到暫存儲單元712的值-27的存儲。
接著，第一發(fā)生器711輸出-26到相位計算器720以便在相位計算器720中變換該輸出值，并且輸出相應(yīng)于該頻偏值的相位信號到環(huán)路濾波器200。從環(huán)路濾波器200輸出的值通過VCO 300輸出到消旋器400。消旋器400將輸入信號分離為正弦波和余弦波，將它們乘以ADC 100輸出值的頻率來校正該頻偏并且輸出已校正的值到OFDM解調(diào)器500。
提取器610在OFDM解調(diào)器500中解調(diào)的碼元中提取CPC。相關(guān)計算器600計算提取器的CPC與基準值發(fā)生器630的輸出值的相關(guān)。相關(guān)計算器600輸出的碼元的相關(guān)值與存儲在比較單元730中的相關(guān)值-27比較，比較值的較大值存儲在暫時存儲單元712中。通過上述過程，第一發(fā)生器711順序地產(chǎn)生-27至27，和暫時存儲單元712存儲具有最大相關(guān)值的整數(shù)。來自第一發(fā)生器711的預(yù)定值例如L是最大相關(guān)值時，它被存儲在暫時存儲單元712中。
在這時，存儲的值L變?yōu)樵谳d頻間隔1/2范圍內(nèi)的頻偏的頻偏估計值。
第二發(fā)生器713從暫時存儲單元712讀出由第一發(fā)生器711得到的最后值，從所讀的值減去-0.5和輸出得到的值?？刂破?40控制第一及第二選擇器714及715，以便選擇從第二發(fā)生器713輸出的值和輸出選擇值到相位計算器720。相位計算器720以載頻間隔乘第二發(fā)生器713的輸出值，并且輸出相乘的值。消旋器400校正該信道信號的頻率。OFDM解碼器500解調(diào)已校正的信道信號并輸出該碼元。相關(guān)計算器600從OFDM解碼器500輸出的碼元中計算該相關(guān)，并且輸出該相關(guān)到比較單元730。然后比較單元730比較存儲的相關(guān)值與輸入的相關(guān)值，如果輸入的相關(guān)值大于存儲的值，則更新該存儲值，和控制暫時存儲單元712更新第二發(fā)生器713的輸入值。
第二發(fā)生器713將先前輸出值加+1，和輸出相加的值。相加的值在相位計算器720中被變換為相位信號，并且該相位信號輸出到環(huán)路濾波器200。利用該相位信號校正從ADC 100輸入的信道信號的頻率。已校正的頻率在OFDM解調(diào)器500中進行解調(diào)以便輸出該碼元信號。
如上所述，在暫時存儲單元712中的最后存儲的值被確定為所接信道信號的頻偏估計值。
上面確定的頻偏估計值變?yōu)樵谳d頻間隔的1/4范圍內(nèi)估計的值。
因此，控制器740控制第二選擇器715輸出存儲的值相位計算器720。相位器720從第二選擇715路接收輸出的值來計算相位信號，并且輸出計算的相位信號到環(huán)路濾波器200。來自環(huán)路濾波器200的輸出值通過壓控振蕩器300輸出到消旋器400。消旋器400校正從ADC 100輸入的信道信號的頻率，其中該頻偏是在載頻間隔的1/4范圍內(nèi)。
如上所述，通過同步已校正的信號可實現(xiàn)比無校正的頻偏更快的頻率同步。
雖然本發(fā)明結(jié)合目前認為是最實際的以及優(yōu)選的實施例進行敘述，但是應(yīng)該懂得，本發(fā)明不限于所公開的實施例，相反地，而是欲覆蓋包括在所附權(quán)利要求
書的精神和范圍內(nèi)的各種修改和等效安排。
權(quán)利要求
1.一種通過鎖相環(huán)電路形式校正接收到的正交頻分復(fù)用OFDM信號的頻偏并向OFDM解調(diào)器提供經(jīng)校正的OFDM信號的設(shè)備，其中該鎖相環(huán)電路由該設(shè)備、一個環(huán)路濾波器、一個壓控振蕩器和一個消旋器組成，其特征在于，所述設(shè)備包括一個相關(guān)計算器，用于從預(yù)定的基準信號和從所述OFDM解調(diào)器輸出的值中計算相關(guān)值；和一個頻偏估計器，包括一個頻偏值發(fā)生器，用于順序地產(chǎn)生并輸出在預(yù)定范圍中的一個整數(shù)或一個十進制分數(shù)作為頻偏值；一個比較單元，用于控制從所述相關(guān)計算器輸出的相關(guān)值中的較大值的存儲和所述頻偏值發(fā)生器的輸出值的存儲，其中所述頻偏值發(fā)生器用于產(chǎn)生存儲在一個暫時存儲單元中的相關(guān)值；一個相位計算器，將所述頻偏值發(fā)生器的輸出值乘以載頻間隔以得到相位信號，并將該相位信號提供給所述的環(huán)路濾波器；和一個控制器，用于控制所述頻偏值發(fā)生器、所述暫時存儲單元、所述比較器和所述環(huán)路濾波器的初始化，選擇存儲在所述暫時存儲單元中的值作為所述頻偏值，并且通過所述相位計算器輸出所選擇的值到所述環(huán)路濾波器。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1的設(shè)備，其中所述頻偏值發(fā)生器包括第一發(fā)生器，順序地產(chǎn)生在預(yù)定范圍中的一個整數(shù)；第二發(fā)生器，從存儲在所述暫時存儲單元中的整數(shù)加上或減去0.5順序地產(chǎn)生一些值；一個選擇器，用于選擇并輸出從所述第一及第二發(fā)生器輸出的值。
3.根據(jù)權(quán)利要求
1的設(shè)備，其中所述相關(guān)計算器使用在從OFDM解調(diào)器輸出的碼元的預(yù)定位置中包括的連續(xù)導(dǎo)頻載波CPC計算所述相關(guān)。
4.根據(jù)權(quán)利要求
3的設(shè)備，其中所述相關(guān)計算器包括一個提取器，只順序地提取從OFDM解調(diào)器輸出的串行碼元的預(yù)定位置中的CPC一個基準值發(fā)生器，用于產(chǎn)生從發(fā)送端產(chǎn)生的CPC的基準值；和一個相關(guān)器，用于通過使用從所述提取器輸出的CPC和所述基準值發(fā)生器的輸出值計算一個相關(guān)，并且通過累加所計算的相關(guān)值輸出碼元單元中的所述相關(guān)值。
5.根據(jù)權(quán)利要求
4的設(shè)備，其中所述基準發(fā)生器構(gòu)成以用于處理偽隨機二進制序列PRBS。
專利摘要
一種OFDM接收系統(tǒng)中校正頻偏的設(shè)備。該設(shè)備包括一個環(huán)路濾波器；一個壓控振蕩器；一個消旋器；一個相關(guān)計算單元和一個頻偏估計器，根據(jù)在預(yù)定頻偏范圍內(nèi)順序輸出的頻偏產(chǎn)生相位信號、輸出相位信號給環(huán)路濾波器、使用相關(guān)計算單元輸出的值確定用于校正碼元的在載頻間隔的1/4范圍內(nèi)的頻偏近似值和根據(jù)最后確定的頻偏估計值校正該頻偏。
文檔編號H04J11/00GKCN1172501SQ97120810
公開日2004年10月20日 申請日期1997年12月1日
發(fā)明者樸永綠, 奧利維耶·德容格, 耶 德容格 申請人:株式會社大宇電子導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan