專利名稱：Sin(x)/x補償電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于處理正在進行的數字采樣流的各種方法，這些方法一起被采用時適合使用于殘留邊帶(VSB)數字調制器，這種調制器得出一個中心頻率可選擇為63MHz(頻道3)、69MHz(頻道4)或5.38MHzIF(基帶)的6MHz帶寬的輸入信號，用于電視接收機，更具體地，用于高清晰度電視(HDTV)接收機。
D/A變換器輸入離散序列的數字采樣值，以及輸出模擬值。對應于單個輸入數字值的模擬值保持在輸入采樣值之間的間隔內。在采樣數據數字域中，時間上的離散值的脈沖序列具有周期的頻譜。D/A“保持”運行通過乘以sin(πf/fs)/(πf/fs)(稱為sin(x)/x)的因子，而修改了周期頻譜，其中f是模擬頻率，以Hz計，以及fs是數字采樣速率，以每秒采樣數計。sin(x)/x頻率響應不是周期性的，它被定義在區(qū)間ω∈(-∞，∞)內。
在傳統應用中，D/A的sin(x)/x頻率特性是通過固定系數的預濾波器在區(qū)間f∈(-fs/2，fs/2)內的x/sin(x)頻率響應進行補償的。這個預濾波器常常和D/A包裝在一起。應當指出，在這個區(qū)間以外的頻率沒有被正確地補償。
本發(fā)明給出在RF調制信號的直接數字綜合方面的sin(x)/x校正(特別是，美國HDTV標準的8/16 VSB調制的載波)，其中1.想要的RF鏡像可以是或不一定是在D/A變換器的第一奈奎斯特區(qū)域(-fs/2，fs/2)中，以及想要的鏡像包含用于傳輸的一個選擇的TV頻道頻帶。
2.系統中感興趣的最低采樣速率是數字調制的符號速率，它決定信息帶寬。
3.系統中最高采樣速率是D/A輸出速率。這典型地是N乘以符號速率。
4.只需要補償要被發(fā)送的頻帶，所以sin(x)/x補償可以較早地在頻帶解決時在發(fā)送鏈中執(zhí)行。對于VSB調制，這可以以符號速率來完成，所以，是在采樣速率變換之前或之后，和/或在上調制之前或之后進行。
5.校正可以通過實數或復數濾波(取決于在校正點處的載波頻率)來進行。
對于HDTV信號，校正是在調制器中的一點上進行的，其中數據是載波頻率為0的復數，它需要復數濾波。
進一步參照了題目為“DAC Distortion Compensation(數模變換器失真補償)”的美國專利5，208，596，該專利在1993年5月4日被授權給Charles B.Dietrich，以及被轉讓給與本專利申請相同的受讓人。這個專利的教導是一種補償數字-模擬(D/A)變換器的模擬輸出幅度中作為頻率的函數的固有的sin x/x滾降的現有技術方法的代表。
本發(fā)明針對用于補償電視信號調制系統中的數字-模擬變換器的固有的sin x/x轉移函數的電路。更具體地，本發(fā)明針對用于補償寬帶調制信號的相對較窄的頻帶部分的數字電路。補償電路的一般配置是具有級聯的頻譜對稱的和反對稱的橫向濾波器特征的橫向濾波器。
附圖簡述

圖1是包括VSB數字調制器的設備的功能性方框圖，VSB數字調制器是用來從作為輸入從數據流源傳送到調制器的數字化的PCM采樣流得出輸入到HDTV的輸入信號；圖2是圖1所示的VSB數字調制器的部件的功能性方框圖；圖3示意地顯示了圖2所示的每個PCM符號1個采樣到DC為中心的VSB變換器的的優(yōu)選實施例，和圖4示意地顯示圖3所示的二分支復接的N抽頭根值奈奎斯特(Nyquist)FIR濾波器的細節(jié)；圖5，6和7一起圖形顯示了圖4所示的二分支復接的N抽頭根值奈奎斯特FIR濾波器的運行產生VSB變換器輸出的方式；圖8顯示圖2的多標度數字調制器的實施例，采用一種用來以預定的采樣頻率速率得出規(guī)定用于頻道3、頻道4和基帶的各個數據調制載頻的采樣值數據流的設計方法；圖9，10和11顯示了圖8的復數載波發(fā)生器的替換實施例；圖12，13，14，15，16，17，18，19和20是在說明圖2所示的數字sinx/x補償裝置的運行時有用的圖；以及圖21和22是代表性的級聯的sin x/x補償濾波器的方框圖。
一開始應當時指出，術語“DC為中心”是指以零Hz頻率為中心，而不是指DC幅度。典型地，在本描述中，這是關于以DC為中心的信號調制帶寬。
參照圖1，圖上顯示(1)數字化脈沖編碼調制(PCM)信號采樣數據流源100，(2)數字VSB調制器102，(3)D/A變換器104和(4)模擬濾波器106。源100包括數字產物，通過數字處理裝置從該數字產物得出初始信號信息，如果有的話，需要加上附加的想要的信號信息，和/或需要修改信號信息的形式，由此從源100得出采樣數據流輸出，它作為輸入被加到數字VSB調制器102。下面詳細地描述引用本發(fā)明的特征的數字VSB調制器102的優(yōu)選實施例。無論如何，來自數字VSB調制器102的數字輸出包括以給定的相對較高采樣頻率速率出現的調制數據采樣數據流，它在由D/A變換器104變換成模擬信號以后選擇地產生頻道3信號，頻道4信號，或中心為5.38MHz的IF基帶信號。在由D/A變換器104變換成模擬信號以后，任何最終不想要的、處在給定采樣頻率速率以上的頻帶寬度以外的頻率分量被模擬濾波器106除去。
如圖2所示，數字VSB調制器102包括每個PCM符號1個采樣到DC為中心復數VSB變換器200(下面結合圖3-7詳細地描述)，數字sinx/x補償裝置(下面結合圖12-18詳細地描述)，多標度數字調制器204(下面結合圖8-11詳細地描述)，和無正負號的變換裝置206(下面詳細描述)。
來自源100的信號PCM采樣數據流作為輸入被加到VSB變換器200，它得出2個標以正負號的實部(R)和虛部(I)的復數形式的VSB輸出數據流，這些數據流作為輸入被加到sin x/x補償裝置202。來自sin x/x補償裝置202的2個輸出數據流，仍舊是以標正負號的復數形式，作為輸入被加到多標度數字調制器204，它得出標正負號的R形式的單個輸出數據流，它作為輸入通過無正負號的變換裝置206被傳送到D/A變換器104(即，由無正負號的變換裝置206執(zhí)行的操作是把相同的給定的正的(+)幅度值加到單個輸出數據流的每個符號的標正負號的(±)幅度值，其中給定的正的幅度值足以使得來自無正負號的變換裝置206的輸出數據流的每個符號的總和的幅度值是正的，所以，作為輸入被加到D/A變換器104的所有的符號采樣只有正的數值)。
為了說明起見，在描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例時，假定(1)每個作為輸入被加到VSB變換器200的PCM符號采樣數據流包括4個比特，用來規(guī)定以10.76MHz的采樣頻率時鐘速率出現的一個3比特(8VSB)的或4比特(16VSB)的實數數據；(2)每個VSB變換器200和數字sinx/x補償裝置以10.76MHz的采樣頻率時鐘速率運行，以及(3)多標度數字調制器204的輸入和輸出采樣頻率時鐘速率分別為10.76MHz和86.08MHz(即，8乘以10.76MHz)，而多標度數字調制器204的輸入和輸出采樣頻率時鐘速率除了10.76MHz和86.08MHz以外，也可包括處在10.76MHz和86.08MHz中間的、86.08MHz的至少一個分諧波。
現在參照圖3，除了前述的作為輸入被加到VSB變換器200的4比特PCM符號采樣以外，VSB變換器200也具有更精確的PCM導引DC值(被規(guī)定為b＞4比特)，可提供給它用來把導引音幅度調整到它的想要的電平。這個b＞4比特的PCM導引DC值作為調制信號被加到調制器300-P，而數據流的每個4比特的PCM符號采樣作為調制信號被加到調制器300-S。由數字正負號數值組成的重復的4-比特序列{1，-1，-1，1}的、以10.76MHz采樣頻率速率出現的正在進行的數據流302作為DC為中心的載波被加到調制器300-P和300-S。這個正在進行的數據流302，是{1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，1…}的采樣，可被考慮用來規(guī)定函數cos(πn/2)-sin(πn/2)=1.414*cos(πn/2+π/4)的每個接連的周期的象限值，其中1.414是21/2的有理式近似，以及n=符號指數。因此，來自調制器300-P的調制的導引輸出數據流304-P和來自調制器300-S的調制的數據信號流304-S構成被使用來規(guī)定以編碼形式的復數信號的實數信號；也就是，這樣的實數信號包括在其每個周期的每個象限采樣的、正在進行的符號調制的正弦波，其中實數“cos”分量包括±符號的非零值，它不用譯碼而構成相應的復數信號的標±號的非零值的R分量，但實數“sin”分量包括零值，它們以編碼的方式構成相應的復數信號的零值的±1分量。所以，調制的導引輸出數據流304-P和調制的數據信號輸出數據流304-S，作為輸入被加到二分支的復接的N抽頭根值奈奎斯特FIR(有限沖擊響應)濾波器306，是實數的以DC為中心的信號，它包括每個符號僅僅1個采樣。無論如何，如圖3所示，濾波器306得出一個包括正在進行的復數的以Dc為中心VSB符號采樣數據流的輸出，其中±R和±R分量具有非零值。
更具體地，N抽頭濾波器306是一個具有奇數個抽頭(例如，55個抽頭)的單個濾波器。然而，如圖4所示，N抽頭濾波器306被組織成第一輸入加權的(N+1)/2抽頭FIR子濾波器308(即，例如，28抽頭子濾波器)，第二輸入加權的(N-1)/2抽頭FIR子濾波器310(即，例如，27抽頭子濾波器)，以及復接器(mux)311。第一子濾波器308包括N抽頭濾波器306的所有的偶數編號的抽頭0，2，4，…，(N-3)和(N-1)，而第二子濾波器310包括N抽頭濾波器306的所有的奇數編號的抽頭1，3，5，…，(N-4)和(N-2)。無論如何，如圖4所示，來自子濾波器308和310的數據輸出流324和326作為數據輸入流被加到復接器311，復接器交替選擇以10.76MHz的采樣頻率時鐘速率的每個采樣周期，以便(1)把來自子濾波器308的數據輸出流324在每個奇數采樣周期期間連接到士R數據輸出流328，和在每個偶數采樣周期期間連接到±I數據輸出流330，以及(2)把來自子濾波器310的數據輸出流326在每個奇數采樣周期期間連接到±I數據輸出流330，和在每個偶數采樣周期期間連接到士R數據輸出流328。所以，在作為接連的采樣周期的函數的數據輸出流330的±I采樣與作為接連的采樣周期的函數的數據輸出流328的±R采樣之間的相對關系為如下
表1現在參照圖5，6和7。圖5顯示了在來自第一子濾波器308的采樣流輸出324中每個接連的采樣的歸一化幅度值1作為實部一虛部平面上該采樣的位置的函數在Z域中的關系(其中粗黑線400代表在表1的采樣周期1期間輸出324采樣的位置)。圖6顯示了在來自第二子濾波器310的采樣流輸出326中每個接連的采樣的歸一化幅度值1作為實部-虛部平面上該采樣的位置的函數在Z域中的關系(其中粗黑線400代表在表1的采樣周期1期間輸出326采樣的位置)。比較圖6與圖5，可以看到，圖6代表圖5沿順時鐘方向作1/4序列周期旋轉。復接器311的運行實際上是把來自第一子濾波器308的采樣流輸出326與來自第二子濾波器310的采樣流輸出326相加。圖7顯示了在這個總和的采樣流中每個接連的采樣的歸一化幅度值在Z域中的關系(如由表1的輸出328和330表示的)。如圖7所示，第一個1/4的序列周期和第四個1/4的序列周期中1的歸一化幅度值降到第二個1/4的序列周期和第三個1/4的序列周期中0的歸一化幅度值。結果是獲取了上部的VSB信號能量，而去除了下部邊帶能量。因此，圖4所示的實部輸出328和虛部輸出330構成圖3所示的濾波器306的DC為中心的復數VSB輸出。
上述的帶有導引音幅度控制的每個PCM符號1個采樣到DC為中心的VSB變換器比起帶有導引音幅度控制的每個PCM符號2個采樣到DC為中心的VSB變換器來說，在硬件實施上復雜性和花費都大大地減小。首先，只需要每個PCM符號1個采樣，而不是每個PCM符號2個采樣，減少硬件設施50％。第二，使用實數調制器300-S和300-P，而不使用復數調制器，進一步減少硬件設施。第三，使用單個二分支實數n抽頭濾波器，而不是使用兩個(即，復數實部和虛部)n抽頭濾波器，在濾波器硬件上給出附加的50％節(jié)省。第四，單個二分支實數n抽頭濾波器的使用允許唯一的導引幅度控制方法，這在硬件上給出額外的35％的節(jié)省。第五，不需要進行復數運算來從所述的每個PCM符號1個采樣到DC為中心的VSB變換器產生復數輸出，進一步減少實施硬件。
回到圖2，將會看到，在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，數字sin x/x補償裝置位于來自VSB變換器200的、以10.76MHz采樣頻率速率出現的DC為中心的復數VSB采樣流輸出與到多標度數字調制器204的輸入之間。這是因為最好以較低的10.76MHz采樣頻率速率而不是以較高的采樣頻率速率來實現數字sin x/x補償，因為較高的采樣頻率速率具有缺點通常較高的耗散、較高的電流、以及產生較多的不希望的電磁干擾(EMI)。然而，按照本發(fā)明的范圍，數字sin x/x補償可以在系統中在多標度數字調制器204中把復數±R和±I數據采樣流任何實際調制在載波上以前，以任何的采樣頻率速率來實現。所以，將在詳細地描述sin x/x補償裝置202以前，詳細描述多標度數字調制器204。
多標度數字調制器204，響應于以10.76MHz的采樣頻率速率出現的、作為輸入被加到其上的每個符號±R和±I數據流1個采樣，選擇地得出作為用戶控制的調制輸出的，(1)一個正負號的每個符號8采樣的±R數據流，中心為-23.08MHz的相對較低的偽載波頻率，(2)一個正負號的每個符號8采樣的R數據流，中心為-17.08MHz的仍舊較低的偽載波頻率，或(3)一個正負號的每個符號8采樣的±R數據流，中心為5.38MHz的非常低的載波頻率，所有這些輸出數據流以86.08MHz的采樣頻率速率出現。-23.08MHz數字輸出流，在通過無正負號變換裝置206和D/A變換器104變換成模擬后，導致不希望的符號流調制的23.08MHz模擬信號和想要的符號流調制的63MHz(頻道3)模擬鏡像信號(即，63MHz=(86.08-23.08)MHz)。同樣地，-17.08MHz數字輸出流導致不希望的符號流調制的17.08MHz模擬信號和想要的符號流調制的69MHz(頻道4)模擬鏡像信號(即，69MHz=(86.08-17.08)MHz)。5.38MHz數字輸出流直接導致想要的符號流調制的5.38MHz模擬信號。
圖8上顯示了示例性多標度數字調制器204，其中，每個符號1個采樣到每個符號8個采樣變換裝置800，以86.08MHz采樣頻率速率運行，使得來自sin x/x補償裝置202的每個復數±R和±I輸入流作為輸入被加到其上，以及使得來自于它的每個還未調制的數據符號值的復數±R和±I輸出流作為調制輸入被加到復數調制器802。復數載波發(fā)生器804，以86.08MHz采樣頻率速率運行，得出復數±R和±I載波輸出流，選擇地規(guī)定用于頻道3的恒定幅度-23.08MHz偽載波的采樣值(由恒定幅度-21.52和-1.56MHz頻率的復數乘積產生的)，用于頻道4的恒定幅度-17.08MHz偽載波的采樣值(由恒定幅度-21.52和4.44MHz頻率的復數乘積產生的)，或用于基帶的恒定幅度5.38MHz的采樣值。來自復數載波發(fā)生器804的復數±R和±I載波輸出流作為載波輸入被加到復數調制器802。來自復數載波發(fā)生器804的、以86.08MHz采樣頻率速率出現的、調制的數據符號值復數±R和±I輸出流作為輸入被加到方塊806，它只把±R輸出流轉發(fā)到無正負號變換裝置206。
復數發(fā)生器804的第一結構實施例包括圖11所示的采樣的復數頻率發(fā)生器，連同圖9所示的相位控制裝置一起產生5個正在進行的相位控制值數據流，這些相位控制值數據流作為輸入被加到圖11的采樣的復數頻率發(fā)生器。如圖9所示，這5個正在進行的數據流包括(1)μ和18μ正在進行的、以給定的采樣頻率Fs(即，86.08MHz)出現的數據流，規(guī)定對于圖11上產生想要的采樣正弦頻率Fo(即，對于頻道3的1.56MHz，或對于頻道4的4.44MHz)的正在進行的數據流的相位值所需要的相位控制值，以及(2)PLSB，PMSB和PDMSB正在進行的定時方波，也是圖11的采樣復數頻率發(fā)生器所需要的。
參照圖9，恒定值J(其中對于頻道3，J=39，以及對于頻道4，J=111)作為第一加數被加到第一加法器900。來自第一加法器900的總和輸出流的每個接連的值，在由鎖存902延時了給定的(即，86.08MHz)采樣頻率Fs的1個采樣周期后，作為輸入被加到模K=538二進制邏輯裝置904。來自邏輯裝置904的輸出流的每個值，作為第二加數被加到第一加法器900和作為第一加數被加到第二加法器904。無論何時輸入到模K的二進制邏輯裝置904的輸入值是在1與K-1之間(其中K-1=537)時，來自該邏輯裝置904的輸出值等于該輸入值，但無論何時輸入到該邏輯裝置904的輸入值是大于K-1(例如，K≥538)時，來自該邏輯裝置904的輸出值等于該輸入值減去K(例如，K=538)。因此，J、第一加法器900、鎖存902、和模K二進制邏輯裝置904的組合，合在一起從裝置904得出輸出值，它把每個采樣周期增加正的J值，直至正的累加值大于正的K值為止，在這時，從這個累加值中減去正的K值。-K/2(例如，-k/2=-269)作為第二加數被加到第二加法器906。所以，來自第二加法器906的輸出流的各個總和值，處在從-269到+268的范圍內，并構成輸入到圖11所示的采樣復數頻率發(fā)生器的μ相位控制輸入流，是以0值為中心的(而不是都具有正的值)。這個μ相位控制輸入流的各個值，在由方塊908乘以18以后，形成輸出流，構成輸入到圖11所示的這個采樣的復數頻率發(fā)生器的18μ相位控制輸入流。
模K的二進制邏輯裝置904把輪詢時鐘作為輸入加到2比特二進制計數器910和延時觸發(fā)器912，每次它從其累加的數值中減去正的K值。來自計數器910的最低位PLSB和最高位PMSB輸出流作為定時控制輸入流被加到圖11所示的采樣的復數頻率發(fā)生器。另外，來自計數器910的PMSB輸出流作為輸入流被加到延時觸發(fā)器912，以及來自延時觸發(fā)器912的輸出流被加到“異”門914的第一輸入端，以及一個選擇的指數符號值，相應于來自圖11所示的采樣的復數頻率發(fā)生器的±R輸出流的、相對于來自該發(fā)生器的±I輸出流的相位符號的想要的相位符號，該選擇的指數符號值被加到“異”門914的第二輸入端。來自“異”門914的輸出流構成輸入到圖11所示的采樣的復數頻率發(fā)生器的PMDSB定時控制輸入流。
現在參照圖11，PMDSB定時控制輸入被加到九個1個采樣周期(例如，86.08MHz的周期)的延時鎖存1000-1到1000-9的連接鏈；PLSB定時控制輸入被加到六個1個采樣周期的延時鎖存1001-1到1001-6的連接鏈；PMSB定時控制輸入被加到九個1個采樣周期的延時鎖存1002-1到1002-9的連接鏈；μ相位控制輸入被加到七個1個采樣周期的延時鎖存1003-1到1003-7的連接鏈；以及18μ相位控制輸入被加到十個1個采樣周期的延時鎖存1004-1到1004-10的R連接鏈。
緊接在R連接鏈的每個延時鎖存1004-1，1004-3，1004-6和1004-9以后是相應的一個符號(S)裝置1005-1，1005-3，1005-6和1005-9。每個符號裝置1005-1和1005-6的符號值是按照來自相應的一個延時鎖存1001-1和1001-6的輸出的二進制值確定的。由于存在倒相器1006-3，符號裝置1005-3的符號值是按照來自延時鎖存1001-3的輸出的二進制值的負值確定的。符號裝置1005-9的符號值是按照來自延時鎖存1000-9的輸出的二進制值確定的。
緊接在R連接鏈的每個延時鎖存1004-2，1004-5和1004-8以后是相應的一個加法器1007-2，1007-5和1007-8。數值31由加法器1007-2加到來自延時鎖存1004-2的輸出值；數值41由加法器1007-5加到來自延時鎖存1004-5的輸出值；以及數值26由加法器1007-8加到來自延時鎖存1004-8的輸出值。
緊接在R連接鏈的每個延時鎖存1004-4和1004-7以后是相應的一個乘法器1008-4和1008-7。乘法器1008-4，執(zhí)行第一復數指數調制功能的R部分，把來自延時鎖存1004-4的輸出值乘上來自延時鎖存1003-4的輸出值，以及乘法器1008-7，執(zhí)行第二復數指數調制功能的R部分，把來自延時鎖存1004-7的輸出值乘上來自延時鎖存1003-7的輸出值。來自圖11的鎖存1004-10的輸出值的數據流構成來自復數載波發(fā)生器802的±R輸出流。數字電路設計領域技術人員將會看到，來自加法器1007-8的信號輸出以 ＋αμ3＋βμ2±κμ+ρ形式的多項式函數來描述。在圖1的示例性電路中，α，β，κ，和ρ的數值分別是18，31，41和26。在處理鏈中的最后符號電路1005-9確定±R值的極性。
來自復數載波發(fā)生器802的±I輸出流是在圖11上通過把來自延時鎖存1004-1的輸出流18μ(即，輸入到圖11的18μ輸入流被延時1個采樣周期)加到I連接鏈(它除了沒有相應于延時鎖存1004-1的延時鎖存以外，與上述的R連接鏈相一致)。具體地，I連接鏈包括延時鎖存1009-2到1009-10，符號裝置1010-1，1010-3，1010-6和1010-9，加法器1011-2，1011-5和1011-8，以及乘法器1012-41012-7。
由于存在倒相器1006-1和1006-6，每個符號裝置1010-1和1010-6的符號值是按照來自延時鎖存1001-1和1001-6的相應的一個延時鎖存的輸出的二進制值的負值確定的。符號裝置1010-3的符號值是按照來自延時鎖存1001-3的輸出的二進制值確定的。符號裝置1010-9的符號值是按照來自延時鎖存1002-9的輸出的二進制值確定的。
I連接鏈的加法器1011-2，1011-5和1011-8執(zhí)行與R連接鏈的加法器1007-2，1007-5和1007-8相同的功能，以及I連接鏈的乘法器1012-4和1012-7執(zhí)行類似于由乘法器1008-4和1008-7執(zhí)行的R連接鏈的第一與第二指數調制功能的第一與第二指數調制功能的I部分。加法器1011-8的輸出可以由多項式函數±18μ3＋31μ2＋41μ+26來描述。符號電路1010-9僅僅決定I輸出信號的極性。
在圖11所示的采樣復數頻率發(fā)生器的運行中，來自這個采樣復數頻率發(fā)生器的±R和±I采樣的輸出流產生的波形的類型由乘上μ的數值和被加到R和I連接鏈的加法器的加數的各個值確定。在本例中，各個值18(乘上μ)以及31，41和26(是被加到R和I連接鏈的加法器的加數)是最小折疊能量4-抽頭內插值，它們規(guī)定來自這個采樣復數頻率發(fā)生器的±R和±I采樣的輸出流的復數正弦波形。然而，以這些±R和±I采樣的輸出流的采樣頻率Fs產生的想要的頻率值Fo是由被加到圖11的μ和18μ輸入流的接連的采樣相位值確定的(因為頻率大于相位改變的設計速率)。更具體地，比值4Fo/Fs等于圖9上的J/K的整數比值，只要Fo/Fs≤1/4。這樣，用于以對于頻道3的86.08MHz的采樣頻率得出-23.08MHz的偽載波的適當的想要的頻率-1.56MHz和-21，52MHz是由J的數值39和K的數值538來產生的。同樣地，用于以對于頻道4的86.08MHz的采樣頻率得出-17.08MHz的偽載波的適當的想要的頻率4.44MHz和-21，52MHz是由J的數值111和K的數值538來產生的。而且，想要的5.38MHz基帶載波Fo是通過采用J的整數值269和K的整數值1076對于Fs=86.08MHz得出的，由此給出J/K=1/4。
回到圖1和2，來自數字VSB調制器102的多標度數字變換器204的采樣的±R輸出流，特別是，規(guī)定選擇的符號調制的偽載波頻率(例如，一個每個符號8個采樣調制的-17.08或-23.08MHz偽載波頻率或5.38載波頻率，每個以86.08MHz采樣速率頻率被采樣)。這個來自多標度數字變換器204的采樣的±R輸出流，在由無正負號變換裝置206變換成全部正的(+)R值輸出流以后，作為數字采樣流被加到D/A變換器104的輸入端。來自D/A變換器104的模擬輸出包括一個相對于以偽載波頻率(-17.08MHz或-23.08MHz)為中心的6MHz符號帶寬信號的采樣速率頻率(86.08MHz)的以鏡像頻率(對于頻道4的69MHz或對于頻道3的63MHz)為中心的6MHz符號帶寬信號，或以5.38MHz為中心的6MHz符號帶寬基帶信號。模擬濾波器106具有一個頻率通帶，它傳送通過69MHz為中心的頻道4的信號、63MHz為中心的頻道3的信號和5.38MHz為中心基帶信號，但它抑制符號調制的-17.08和-23.08MHz偽載波信號。
正如上述的現有技術的美國專利5，208，596中教導的，必須在數字信號的特定的頻率或頻帶上數字地利用x/sinx增益因子，以便補償D/A變換器的模擬輸出幅度的固有的sinx/x滾降。在現有技術中，這個x/sinx增益因子是緊接在數字信號作為輸入加到D/A變換器以前，作用在該數字信號上的。然而，在本事例中，這是不實際的，因為感興趣的頻帶除了基帶信號(以5.38MHz為中心)以外，還包括頻道3信號(以63MHz為中心)和頻道4信號(以69MHz為中心)的6MHz帶寬，而作為輸入被加到D/A變換器104的、以86.08MHz采樣頻率速率的數字信號包括6MHz帶寬調制的偽載波-23.08MHz(即頻道3的鏡像)或6MHz帶寬調制的偽載波-17.08MHz(即頻道4的鏡像)。在這方面，現在參照圖12，圖12是sinx/x表示式1200的歸一化幅度在從-86.08MHz到86.08MHz的頻率范圍內的圖。圖12上還顯示了在以各個感興趣的頻率(-69MHz(-頻道4)，-63MHz(-頻道3)，-23.08MHz偽載波，-17.08MHz偽載波，-5.38MHz基帶，5.38MHz基帶，17.08MHz偽載波，23.08MHz偽載波，63MHz(頻道3))為中心的6MHz帶寬上sinx/x表示式1200對于幅度的可變的影響。在基帶(以5.38MHz為中心)，頻道3(以63MHz為中心)和頻道4(以69MHz為中心)的每個頻道的6MHz帶寬上sinx/x表示式1200的頻譜形狀的“斜度”只需要在它們的6MHz帶寬上的校正的x/sin x傾斜，以使得變成為平坦(如圖所示，通過x/sinx表示式1300與頻道3、頻道4和5.38MHz IF基帶的每個頻道的6MHz帶寬相交)。
對于5.38、63和69MHz中心頻率的每個頻率的正確的x/sin x增益值是通過改變D/A變換器采用的DC參考幅度而達到的。然而，由本發(fā)明的數字sinx/x補償裝置執(zhí)行的操作，是在±R和±I復數采樣的數據流調制載波以前發(fā)生的，以這些采樣的數據流的采樣頻率速率提供了在6MHz帶寬上頻譜形狀“傾斜”的適當的x/sinx校正。優(yōu)選地，如圖2所示，sinx/x補償裝置202位于緊接在多標度調制器204以前，以及作用在以10.76MHz采樣頻率速率出現的、每個符號1個采樣的±R和±I復數的DC為中心的數據流的采樣。
以10.76MHz采樣頻率速率運行的sin x/x補償裝置202能夠執(zhí)行對于6MHz帶寬上的5.38、63或69MHz sinx/x頻譜形狀的簡單的、但近似的、線性斜率x/sinx校正，或對于任何的這些頻譜形狀的更精確的曲線適配的“斜率”x/sinx校正。
該近似方法是用以下的3抽頭濾波器實施的，該濾波器作用在來自VSB變換器200的、輸入到sin x/x變換裝置202的每個±R和±I復數數據輸入流Hxsin(x)(z)=z-1+α·j·(1-z-2)]]>這個濾波器向與以后由D/A變換器104施加的“sin(x)/x”的“傾斜”的相反方向上，預先傾斜這些±R和±I復數數據輸入流。然而，這個近似方法并不是真正倒置，它會導致“校正的”頻帶的拋物線形失真。無論如何，必須確定用于每個以5.38、63或69MHz為中心的頻帶的α的數值，以使得預先傾斜的濾波器的頻率響應在DC處的斜率等于由D／A變換器104引入的sin x/x斜率的負值。在這方面，參考以下2個方程 對于α求解這兩個方程，產生α=14·fs·Tan(π·ffs)-π·fπ·f·Tan(π·ffs)]]>對于5.38MHz為中心的基帶，α=0.01640467113(對于不同的精度，它可以由0、1/64和17/1024來近似)。對于63MHz為中心的頻道3的頻帶，α=0.3815501504(對于不同的精度，它可以由3/8、49/128和97/256來近似)。對于63MHz為中心的頻道4的頻帶，α=0.4469876047501504(對于不同的精度，它可以由7/16、29/64和57/128來近似)。
對于其相對較粗略的α=0近似，5.38MHz為中心基帶的6MHz帶寬不需要sin x/x頻譜形狀線性傾斜校正提供平坦的頻譜形狀(圖14的實線1400a顯示)。然而，63MHz為中心的頻道3的頻帶的6MHz帶寬的sin x/x頻譜形狀(圖15的虛線1402b顯示)需要用于線性傾斜校正的相對較粗略的α=3/8近似，以提供平坦的頻譜形狀(圖15的實線1400b顯示)。同樣地，69MHz為中心的頻道4的頻帶的6MHz帶寬的sin x/x頻譜形狀(圖16的虛線1402c顯示)需要用于線性傾斜校正的相對較粗略的α=7/16近似，以提供平坦的頻譜形狀(圖15的實線1400c顯示)。
因為sin x/x頻譜形狀的實際傾斜形狀是非線性的，上述的近似預傾斜技術是次最佳的，但仍舊是有效的。具體地，近似預傾斜技術使得結果的模擬信號的升余弦平方根形狀出現失真，但電視接收機的均衡器可以補償這個剩余的有害分量。
無論如何，本發(fā)明的一個特征也提供非線性x/sin x預傾斜技術，用于校正與頻譜形狀在63MHz為中心的頻道3或69MHz為中心的頻道4的感興趣的6MHz帶寬上的非線性sin x/x傾斜相匹配的傾斜形狀。
在這個非線性x/sin x預傾斜技術中，在頻道中DA變換器104的要被補償的x/sin(x)特性被分解成關于其頻道中心的奇對稱和偶對稱部分。偶對稱部分，是弓形的，與實系數偶對稱濾波器(關于DC對稱，而不是關于頻道中心)相匹配。奇對稱部分等于(x/sin(x)/((1-2*β)+2*β*cos(2*π*f/fs))}，以及實際上以每個符號4個或大于4個采樣在想要的6MHz校正帶寬上具有剩余線性形狀(它對于被加到DA變換器104的調制的載波數據流的每個符號8個采樣尤其滿足)。這個剩余線性形狀的奇對稱部分與復系數奇反對稱濾波器相匹配。
優(yōu)選地，在由偶對稱濾波器和奇反對稱濾波器級聯的數字sinx/x補償裝置202中，以10.76MHz的采樣頻率速率對于每個符號1個采樣±R和±I復數DC為中心數據流的采樣進行濾波。在6MHz的頻道帶寬中的10.76Msym/sec(兆符號/秒)的符號率下，補償是在z域中的單位圓(z-1=e-jwTs，Ts=在時間上的符號間隔)的55％。雖然在數字sinx/x補償裝置202中被校正的信號屬于特定的模擬信道(例如，電視頻道3或4)，以及早先通過以10.76MHz的采樣頻率速率的每個符號一個采樣的處理被預先校正(對于頻道3見圖17，以及對于頻道4見圖19)，由此抵消的結果在以后是由以比86.08MHz高8倍的采樣頻率速率為時鐘的D/A變換器104造成的(對于頻道3見圖18，以及對于頻道4見圖20)。這樣，在后一種情況下，被校正的頻道只代表在z域中的單位圓(z-1=e-jwTs18，Ts=在時間上的符號間隔)的7％。
下面是以10.76MHz采樣頻率速率使用的偶對稱濾波器和奇對稱濾波器的各自的沖擊響應Hev=z-2+β·(1-9z-1+16z-2-9z-3+z-4)16]]>和Hodd=z-3+j·α·(-2+9z-1-32z-2+32z-4-9z-3+2z-6)64]]>參量(α，β)預先成形以每個符號1個采樣的DC為中心的VSB信號，以使得DA變換器104的x/sinx頻率特性對于選擇的TV頻道被校正。對于頻道3，α=71/512，和β=5/256。對于頻道4，α=3/16，和β=9/256。
下面是以10.76MHz采樣頻率速率使用的偶對稱濾波器和奇對稱濾波器的各自的頻率響應 在圖17上，1500是x/sinx函數(π*F/86.08)/(sin(π*(F-用于頻道3的級聯的偶濾波器和奇濾波器的頻率響應的曲線圖。將會看到，曲線圖1501在頻道3的6MHz帶寬內是與曲線圖1500一致的，但曲線圖1502在這個頻道3的6MHz帶寬以外，明顯地不同于曲線圖1500。在圖18上，1504是在D/A變換器104的輸入端處，x/sinx函數(π*F/86.08)/(sin(π*F/(86.08))在頻道3的帶寬上的曲線圖，以及1506是在輸入到D/A變換器104的輸入經歷了由D/A變換器104的sinx/x滾降以后，在頻道3的帶寬上的來自模擬濾波器106的平坦輸出。
在圖19上，1600是x/sinx函數(π*F/86.08)/(sin(π*(F-69)/(86.08))在-6≥F≥6MHz頻率間隔內的曲線圖，以及1602是用于頻道4的級聯的偶濾波器和奇濾波器的頻率響應的曲線圖。將會看到，曲線圖1602在頻道4的6MHz帶寬內是與曲線圖1600一致的，但曲線圖1602在這個頻道4的6MHz帶寬以外，明顯地不同于曲線圖1600。在圖20上，1604是在D/A變換器104的輸入端處，x/sinx函數(π*F/86.08)/(sin(π*F/(86.08))在頻道4的帶寬上的曲線圖，以及1606是在輸入到D/A變換器104的輸入經歷了由D/A變換器104的sinx/x滾降以后，在頻道4的帶寬上的來自模擬濾波器106的平坦輸出。
只要傾斜形狀的x/sinx校正在±R和±I數據流被調制到載波以前發(fā)生，校正就可在系統中以任何采樣頻率速率完成。因此，在圖8上，傾斜形狀的x/sinx校正可以在來自從每個符號1個采樣到每個符號8個采樣變換裝置800的±R和±I數據流輸出以86.08MHz采樣頻率速率進行。與偶對稱和奇反對稱校正濾波器的級聯相同的校正部分可工作在較高的86.08MHz采樣頻率速率，也可在較低的10.76MHz采樣頻率速率。然而，雖然工作在較低的10.76MHz采樣頻率速率需要7抽頭偶濾波器與奇濾波器，但工作在較高的86.08MHz采樣頻率速率只需要3抽頭偶濾波器與奇濾波器。更具體地，對于頻道3，3抽頭偶濾波器的沖擊響應是-3/8+7/4·z-1-3/8·z-2，具有7/4-3/4*cos(2·π·F/Fs)的零延時濾波器響應，而3抽頭奇濾波器的沖擊響應是-21/64·j+z-1+-21/64·j·z-2，具有1+21/32*sin(2·π·F/Fs)的零延時濾波器響應。對于頻道4，3抽頭偶濾波器的沖擊響應是-3/4+5/2·z-1-3/4·z-2，具有5/2-3/2*cos(2·π·F/Fs)的零延時濾波器響應，而3抽頭奇濾波器的沖擊響應是-29/64·j+z-1+-29/64·j·z-2，具有1+29/32*sin(2·π·F/Fs)的零延時濾波器響應。圖21上顯示了示例性3抽頭級聯的橫向(FIR)濾波器，其運行對于數字電路設計技術人員很容易理解。
然而，從每個單位時間的運行數目來說，更有效的是采用以較低的10.76MHz采樣頻率速率運行的較高的7抽頭的級聯偶濾波器與奇濾波器，而不采用以較高的86.08MHz采樣頻率速率運行的較低的3抽頭的級聯偶濾波器與奇濾波器。
而且，數字sinx/x補償裝置202采用在工作上類似于VSB變換器200的上述的復接器311的復接器，使得所有計算的是實數的x/sinx值作為來自該補償裝置的±R數據輸出流被傳送，以及使得所有計算的是虛數的x/sin x值作為來自該補償裝置的±I數據輸出流被傳送。
在數字VSB調制器102的實際的硬件實施方案上，采用2個二進制補碼來實現所有的計算。而且，雖然本發(fā)明的上述的許多特性的全部特性都是在數字VSB調制器102中實現的，但應當看到，這些發(fā)明的特性的一個或多個特性的子集可以在不同于數字VSB調制器102的各種不同類型的設備中得到普遍的利用。所以，本發(fā)明打算只限于附屬權利要求的范圍。
權利要求
1．在被耦合到數字-模擬變換器(104)的數字調制器(200)的電路中，所述數字-模擬變換器具有不希望的sin(x)/x轉移函數，以及所述調制器具有一個用于施加采樣的數字調制信號的輸入端，設備的特征在于具有給定的頻帶的采樣的數字調制信號的源(100，200)；被耦合在所述源與所述調制器輸入端之間的sin(x)/x補償裝置(202，和圖21)，用于補償由相應于所述給定的頻帶的所述數字-模擬變換器提供的信號的頻率的一部分，其中補償電路的轉移函數產生在所述的頻率部分上基本上平坦的頻率響應。
2．如權利要求1中所述的設備，其特征在于，所述sin(x)/x補償電路具有對應于級聯耦合的具有第一和第二轉移函數的橫向濾波器(2101，2102)的轉移函數，這些濾波器級聯地提供預定的補償函數。
3．如權利要求2中所述的設備，其特征在于，所述數字調制器(802)是復數數字調制器，以及所述橫向濾波器是呈現頻譜對稱的N抽頭實數濾波器和呈現頻譜反對稱的M抽頭復數濾波器，其中M和N是整數。
4．在包括被耦合到數字-模擬變換器的數字調制器的系統中，所述數字-模擬變換器具有不希望的sin(x)/x轉移函數，以及所述調制器具有一個用于施加采樣的數字調制信號的輸入端，補償所述不希望的轉移函數的方法的特征在于提供代表具有給定的頻帶的信號的數據采樣值數據流；sin(x)/x補償所述數據采樣值數據流；把補償的所述數據采樣值數據流加到所述數字調制器的輸入端；以及其中對于由相應于所述給定的頻帶的所述數字-模擬變換器提供的信號的頻率的一部分，sin(x)/x補償步驟產生在所述的頻率部分上基本上平坦的頻率響應。
5．如權利要求4中所述的方法，其特征在于，sin(x)/x補償的步驟包括用相應于級聯的頻譜對稱和反對稱橫向濾波器(其中至少一個濾波器是復數濾波器)的轉移函數濾波所述的數據采樣值數據流。
6．如權利要求1中所述的設備，其特征在于數字載波源，數字載波被耦合到所述調制器的載波輸入端，以及作為規(guī)定所述給定的載波頻率的采樣的采樣值數據流出現，并且以給定的采樣頻率速率被采樣；以及所述給定的載波頻率，相對于所述給定的采樣頻率，是所述模擬信號為中心的那個頻率的鏡像。
7．如權利要求6中所述的設備，其特征在于所述數字調制器是復數數字調制器；所述采樣的數字調制信號是在所述給定的頻率帶寬上的DC為中心的復數實部(±R)和虛部(±I)采樣的數據采樣值數據流，該±R和±I采樣的數據流以所述給定的采樣頻率速率出現，以及在形狀上按照特定的x/sin x函數被調制。
8．如權利要求7中所述的設備，其特征在于，所述數字sin x/x補償電路包括一個3抽頭濾波器，根據加到其上的信號，以某些DC為中心復數±R和±I采樣的數據采樣值的數據流的每個數據流的采樣頻率速率fs，規(guī)定在所述給定的頻帶帶寬內的任何頻率，其中所述濾波器具有以下形式的頻率響應Hxsin(x)(z)=Z-1+α·j·(1-z-2)]]>其中α=14·fs·Tan(π·ffs)-π·fπ·f·Tan(π·ffs)]]>由此，數據信號幅度的斜率作為頻率的函數被線性地預先傾斜一個量，它取決于fs值、在所述模擬信號的所述給定的頻帶帶寬的頻率上的f的值、和規(guī)定f的值的精度；由此，所述預先傾斜的斜率近似于所述特定的x/sin x函數的想要的形狀。
9．如權利要求6中所述的設備，其特征在于，作為輸入加到所述D/A變換器的所述采樣的采樣值數據流包括每個符號至少4個采樣值，以及在其給定的頻帶帶寬上的一部分得出的模擬信號在所述得出的模擬信號的所述中心頻率附近具有非平坦的形狀，其中所述數字sin x/x補償裝置包括級聯的頻譜對稱和反對稱濾波器，其中所述對稱濾波器具有第一給定的頻率特性和所述反對稱濾波器具有第二給定的頻率特性，它們級聯地產生所述特定的x/sin x頻率函數。
10．如權利要求9中所述的設備，其特征在于所述數字sin x/x補償裝置作用在以所述給定的采樣頻率速率出現的、作為輸入被加到其上的每個符號至少4個采樣±R和±I采樣的數據流；所述對稱濾波器包括3抽頭實數濾波器，具有-A+Bz-1-Az-2形式的沖擊響應；所述反對稱濾波器包括3抽頭復數濾波器具有-Cj+z-1-Cjz-2形式的沖擊響應；以及其中A，B和C是常數，以及所述模擬信號構成中心分別在一個第一和第二載波的第一和第二頻帶的電視信號之一，以及它在其頻帶帶寬上具有基本上平坦的幅度。
全文摘要
通常包括數字—模擬轉換器的數字再調制系統,它具有固有的不希望的sin(x)/x頻響。數字再調制信號通常是高頻的并在數—模轉換之前不能進行sin(x)/x預校正。此處描述了裝置(202)和在通到數—模轉換器(104)的數字調制器(204)之前數字信號通路中的數—模轉換器(104)的sin(x)/x滾降的預校正的方法。該裝置(202)對應于空間對稱和反對稱橫向濾波器,該濾波器用來補償最終模擬信號的頻響的較小部分。
文檔編號H04N5/455GK1285687SQ0012603
公開日2001年2月28日 申請日期2000年8月24日 優(yōu)先權日1999年8月24日
發(fā)明者D·L·麥尼利 申請人:湯姆森許可公司