專利名稱：復(fù)數(shù)調(diào)制器載波信號發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及各種處理數(shù)字采樣的前進(jìn)流的方法，當(dāng)這些數(shù)字采樣被一起應(yīng)用時，它們適用于一種殘留邊帶(VSB)數(shù)字調(diào)制器中，這種數(shù)字調(diào)制器將導(dǎo)出選擇中心在63MHz(頻道3)，69MHz(頻道4)或5，38MHz IF(基帶)的用于電視接收機(jī)的6MHz帶寬的輸入信號，以及更具體的是用于壓縮數(shù)字電視接收機(jī)或置頂盒。
參考論文是Hauge等的“ATSC Re-modulator system(ATSC二次調(diào)制器系統(tǒng))”，IEEE Transactions on donsumer Electronic，vol，44，NO.3，August，1998。這篇論文揭示了VSB數(shù)字二次調(diào)制器在各種數(shù)字產(chǎn)品(例如，地面數(shù)字廣播，衛(wèi)星，數(shù)字電纜置頂盒，電纜調(diào)制解調(diào)器，DVD，DVCR，PC等)和數(shù)字TV接收機(jī)之間實現(xiàn)互連。這樣的VSB數(shù)字二次調(diào)制器對VCR和視頻游戲機(jī)中現(xiàn)存的模擬二次調(diào)制器而言是數(shù)字等同物。
這里存在著需要簡單廉價的方法產(chǎn)生多個載波信號地數(shù)字表示，以應(yīng)用于例如TV信號二次調(diào)制器，而且這種方法有助于一種集成電路(IC)的實施。
本發(fā)明引導(dǎo)出一種系統(tǒng)和方法，用于產(chǎn)生應(yīng)用于一種數(shù)字調(diào)制器的載波信號。該方法的一個示例性實施例包括提供在給定采樣速率出現(xiàn)的多個重復(fù)序列(Pmsb，Plsb，Pmfdn，u，18u)值。該多個重復(fù)序列按多項式函數(shù)組合(

圖15)，以形成代表一個復(fù)數(shù)載波的實和虛分量的第一和第二組合值(±R，±I)。
圖1是裝置的功能方框圖，包括一個VSB數(shù)字調(diào)制器。該VSB數(shù)字調(diào)制器用于從數(shù)字化PCM采樣流導(dǎo)出到HDTV的輸入信號。該數(shù)字化PCM采樣流作為從流源到該調(diào)制器的輸入被傳遞。
圖2是圖1所示VSB數(shù)字調(diào)制器的組成部分的功能方框圖。
圖3圖解地表示圖2所示的對直流對中的VSB每PCM符號1采樣轉(zhuǎn)換器的優(yōu)選實施例。圖4示意地表示圖3所示的二分叉復(fù)用N抽頭方根奈奎斯特FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器的細(xì)節(jié)。
圖5、6和7一起圖示圖4所示的二分叉復(fù)用N抽頭方根奈奎斯特FIR濾波器的工作產(chǎn)生VSB轉(zhuǎn)換器輸出的方式。
圖8、9、10和11表示圖2所示的多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器的一些實施例，這些實施例利用用于在預(yù)定采樣頻道速率導(dǎo)出采樣數(shù)值流的第一設(shè)計方法，這些采樣數(shù)值流規(guī)定用于頻道3、頻道4和基帶的各個數(shù)據(jù)調(diào)制載波頻道。
圖12表示圖2的多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器的一個實施例，該實施例利用用于在預(yù)定采樣頻率速率導(dǎo)出采樣數(shù)值流的第二設(shè)計方法，這些采樣數(shù)值流規(guī)定用于頻道3、頻道4和基帶的各個數(shù)據(jù)調(diào)制載波頻率。
圖13、15和16表示圖12的復(fù)數(shù)載波發(fā)生器的替換實施例。
圖17是說明由數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的調(diào)制偽載波和要求的載波的圖。
圖18是表示由圖2和圖19所示的數(shù)字sinx/x補償器實現(xiàn)在要求的載波上的改進(jìn)的圖解表示。
在本說明的開頭注意到，術(shù)語“直流對中的”指的是以O(shè)Hz頻率為中心，而不是以直流幅度為中心。在本說明中，它一般是關(guān)系到以直流對中的信號調(diào)制帶寬。
參照圖1，在那里示出(1)數(shù)字化脈碼調(diào)制(PCM)信號采樣流源100，(2)數(shù)字殘留邊帶(VSB)調(diào)制器102，(3)數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換器104和(4)模擬濾波器106。源100包括從中同數(shù)字處理電路一起獲得初始信號信息的數(shù)字產(chǎn)品，若有數(shù)字處理電路，則它被要求來增加附加要求信號信息和/或調(diào)整該信號信息的形式，借此從源100得到采樣流輸出，該采樣流輸出作為輸入加到數(shù)字VSB調(diào)制器102。在下面詳細(xì)描述含有本發(fā)明特點的數(shù)字VSB調(diào)制器102的優(yōu)選實施例。在任何情況下，從數(shù)字VSB調(diào)制器102的數(shù)字輸出包含以給定的較高采樣頻率速率出現(xiàn)的調(diào)制數(shù)據(jù)采樣流，在它被D/A轉(zhuǎn)換器104轉(zhuǎn)換成模擬信號后有選擇地產(chǎn)生頻道3，頻道4或中心在5.38MHz的IF基帶信號。在被D/A轉(zhuǎn)換器104轉(zhuǎn)換成模擬信號后，任何位于給定采樣頻率速率以上的頻率帶寬之外的最后不想要的頻率分量被模擬濾波器106移出。
如圖2所示，數(shù)字VSB調(diào)制器102包括對直流對中的復(fù)數(shù)VSB每PCM符號1采樣轉(zhuǎn)換器200(在下面結(jié)合圖3-7詳細(xì)描述)，數(shù)字sinx/x補償器202，多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204(在下面結(jié)合圖8-16詳細(xì)描述)和無符號轉(zhuǎn)換器206(在下面詳述)。
從源100來的信號PCM采樣流作為輸入加到VSB轉(zhuǎn)換器200，該轉(zhuǎn)換器導(dǎo)出2個標(biāo)志為實數(shù)(R)和虛數(shù)(I)復(fù)數(shù)形式的VSB輸出流，這2個輸出流作為輸入加到sinx/x補償器202。從sinx/x補償器202來的2個輸出流，仍標(biāo)志為復(fù)數(shù)形式，作為輸入加到多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204，該調(diào)制器導(dǎo)出標(biāo)志為R形式的單個輸出流，這個輸出流作為輸入經(jīng)無符號轉(zhuǎn)換器206被傳遞到D/A轉(zhuǎn)換器104(亦即，由無符號轉(zhuǎn)換器206進(jìn)行的運算是將相同的正(+)幅值加到該單個輸出流的每個符號的標(biāo)志為(±)的幅值．其中，給定的正幅值足以導(dǎo)致從無符號轉(zhuǎn)換器206的輸出流的每個符號的和幅值是正的，因此所有作為輸入加到D/A轉(zhuǎn)換器104的符號采樣只有正值)。
為在描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例時說明的目的，假定(1)作為輸入加到VSB轉(zhuǎn)換器200的每個PCM符號采樣流包括確定3位(8VSB)或4位(16VSB)在10.76MHz的采樣頻率時鐘速率出現(xiàn)的實數(shù)據(jù)的4位；(2)每個VSB轉(zhuǎn)換器200和數(shù)字sinx/x補償器工作在lO.76MHz的采樣頻率時鐘速率；以及(3)多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的輸入和輸出采樣頻率時鐘速率分別是10.76MHz和86.08MHz(即8倍10.76MHz)，而多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的工作采樣頻率時鐘速率也可至少包括一個86.08MHz的子諧波、中頻10.76MHz和86.08MHz。
現(xiàn)在參照圖3，除了作為輸入加到VSB轉(zhuǎn)換器200的上述4位PCM符號采樣流外，VSB轉(zhuǎn)換器200還有一個較精確的PCM導(dǎo)頻直流值，按b＞4位加以規(guī)定，對它可利用來調(diào)節(jié)導(dǎo)頻音幅度到所要求的電平。這個b＞4位PCM導(dǎo)頻直流值作為調(diào)制信號加到調(diào)制器300-P，而每個流的4位PCM符號采樣作為調(diào)制信號加到調(diào)制器300-S。由數(shù)字符號值{1、-1、-1、1}組成的重復(fù)的4位序列的在10.76MHz采樣頻率速率出現(xiàn)的前進(jìn)流302作為直流對中的栽波加到調(diào)制300-P也加到調(diào)制器300-S。為{1、-1、-1、1、1、-1、-1、1、1……}的采樣的該前進(jìn)流可被看作確定函數(shù)cos(π*n/2-sin*n/2)=1.414*cos(π*n/2+π/4)的每個連續(xù)周期的象限值。在這里，1.414是
的有理近似，n=符號指數(shù)。于是，從調(diào)制器300-P的調(diào)制導(dǎo)頻輸出流304-P和從調(diào)制器300-S的調(diào)制數(shù)據(jù)輸出流304-S構(gòu)成用于確定編碼形式的復(fù)數(shù)信號；即，這樣的實信號包含在其每個周期的每個象限采樣的前向符號調(diào)制正弦波。其中，實“cos”分量包含士符號的非零值，它們不用編碼構(gòu)成相應(yīng)復(fù)數(shù)信號的±標(biāo)志的非零值的R分量，但實“sin”分量包含零值，它們以編碼形式構(gòu)成相應(yīng)復(fù)數(shù)信號的零值的±I分量。所以，作為輸入加到二分叉復(fù)用N抽頭方根奈奎斯特有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器306的調(diào)制導(dǎo)頻輸出流304-P和調(diào)制數(shù)據(jù)信號輸出流304-S都是每符號只包括1個采樣的直流對中信號。然而，如圖3所示出的，濾波器306導(dǎo)出包括復(fù)數(shù)直流對中VSB符號采樣的前進(jìn)流的一個輸出，其中±R分量和±I分量都有非零值。
更特別的是，N抽頭濾波器306是具有奇數(shù)的抽頭(例如55個抽頭)的單個濾波器。然而，如圖4所示，N抽頭濾波器306被組成第一輸入加權(quán)(N+1)/2抽頭FIR子波濾器308(即，例如28抽頭子濾波器)，第二輸入加權(quán)(N-1)/2抽頭FIR子濾波器310(即，例如27抽頭子濾波器，以及多路復(fù)用器311。
第一子濾波器308包括所有偶數(shù)編號的抽頭0、2、4、…(N-3)和N抽頭濾波器306的(N-1)，而第二子濾波器310包括所有奇數(shù)編號的抽頭1、3、5，…(N-4)和N抽頭濾波器306的(N-2)。結(jié)構(gòu)上，第一子濾波器308包括(1)各個乘法器裝置312n-1、312n-3…3122和3120，每個具有作為乘法器輸入加到那里的系數(shù)an-1、an-3…a2和a0中相應(yīng)一個的適當(dāng)值，(2)同1采樣周期延遲鎖存器316n(采樣頻率10.76MHz)一起的各個2采樣周期延遲鎖存器314n-1、314n-3…3144和3142，以及(3)加法器318n-3，…3182和3180。結(jié)構(gòu)上，第二子濾波器310包括(1)各個乘法器裝置312n-2、312n-4、…和3121，每個具有作為乘法器輸入加到那里的系數(shù)an-2、an-4、…和a1中相應(yīng)一個的值，(2)同1采樣周期延遲鎖存器31612和31622一起的各個2采樣周期延遲鎖存器314n-2、314n-4、…3145(未示出)和3143(未示出)，以及(3)同加法器320一起的加法器318n-4、…3181。此外，直流對中數(shù)據(jù)信號輸出流304-S的每個連續(xù)出現(xiàn)的符號采樣的值是作為被乘數(shù)輸入同時加到第一子濾波器308的乘法器裝置312n-1、312n-3、…3122和3120的每一個和加到第二子濾波器310的乘法器裝置312n-2、312n-4、…和3121的每一個。另外，直流對中導(dǎo)頻輸出流304-P的每個連續(xù)出現(xiàn)的采樣的值在由X時鐘延遲322(這里，x=(中心抽頭指數(shù))模4)對其起動后作為加數(shù)輸入加到加法器320。
顯然，濾波器306和其二分叉子濾波器308和310中的每一個是實數(shù)的(即，非復(fù)數(shù)的)濾波器。然而，子濾波器308、子濾波器310和乘法器311的組合一起工作提供從濾波器306的復(fù)數(shù)輸出。首先，子濾波器308和310中的每一個的工作導(dǎo)致在其輸出上的采樣數(shù)據(jù)流，該采樣數(shù)據(jù)流在每個連續(xù)4采樣序列包含標(biāo)志R和I的采樣值。其次，從子濾波器308的數(shù)據(jù)輸出流324受到比從子濾波器310的數(shù)據(jù)輸出流326受到的總延遲長一個時鐘周期的總延遲。所以，在從子濾波器308的數(shù)據(jù)輸出流324的±R和±I采樣之間的作為10.76MHz采樣頻率周期的函數(shù)的相對關(guān)系以及在從子濾波器310的數(shù)據(jù)輸出流326的±R和±I采樣之間的作為10.76MHz采樣頻率周期的函數(shù)的相對關(guān)系如下
表1
然而，如圖4所示，從子濾波器308和310的數(shù)據(jù)輸出流324和326作為數(shù)據(jù)輸入流加到多路復(fù)用器311。多路復(fù)用器311以10.76MHz的采樣頻率時鐘速率觸發(fā)每個采樣周期，以便(1)在每個奇數(shù)采樣周期將從子濾波器308的數(shù)據(jù)輸出流324連接到±R數(shù)據(jù)輸出流328和在每個偶數(shù)采樣周期將從子濾波器308的數(shù)據(jù)輸出流324連接到±I數(shù)據(jù)輸出流330以及(2)在每個奇數(shù)采樣周期將從子濾波器310的數(shù)據(jù)輸出流326連接到±I數(shù)據(jù)輸出流330和在每個偶數(shù)采樣周期將從子濾波器310的數(shù)據(jù)輸出流326連接到±R數(shù)據(jù)輸出流328。所以，在作為連續(xù)采樣周期的函數(shù)的數(shù)據(jù)輸出流330的±I采樣和作為連續(xù)采樣周期的函數(shù)的輸出328的±R采樣之間的相對關(guān)系如下
表2
現(xiàn)在參照圖5、6和7。圖5表示每個連續(xù)采樣在歸化幅度值1的區(qū)域中的關(guān)系，該采樣是在作為采樣在實數(shù)-虛數(shù)平面(其中粗線400表示在表1的采樣周期1的輸出324采樣的位置)中的位置的函數(shù)從第一子濾波器308的采樣流輸出324中的。圖6表示每個連續(xù)采樣在歸一化幅度值1的Z域中的關(guān)系，該采樣是在作為采樣在實數(shù)-虛數(shù)平面(其中粗線400現(xiàn)在表示在表1的采樣周期1的輸出326采樣的位置)中的位置的函數(shù)從第二子濾波器310的采樣流輸出326中的通過將圖6與圖5比較，明顯的是圖6表示圖5的順時針1/4時序周期旋轉(zhuǎn)。多路復(fù)用器311的工作有效地將從第一子濾波器308的采樣流輸出324和從第二子濾波器310的采樣流輸出326相加。圖7表示這個和的采樣流中的每個連續(xù)采樣在歸一化幅度值的Z域中的關(guān)系(如由表2的輸出328和330所表示的)。如圖7所示出的，在第一個1/4序列周期和第四個1/4序列周期的1的歸一化幅度值下降到在第二個1/4序列周期和第三個1/4序列周期的0的歸一化幅度值。結(jié)果是，上VSB信號能量被捕獲，而下邊帶能量被排除。于是，圖4所示的實數(shù)輸出328和虛數(shù)輸出330構(gòu)成圖3所示濾波器306的直流對中復(fù)數(shù)VSB輸出。
上述具有導(dǎo)頻音幅度控制的對直流對中的VSB的每PCM符號1采樣轉(zhuǎn)換器比常規(guī)的具有導(dǎo)頻音幅度控制的對直流對中的VSB每PCM符號2采樣轉(zhuǎn)換器在硬件實現(xiàn)上明顯地簡單和低廉。首先，每PCM符號只需1個采樣而不是2個采樣簡化硬件實現(xiàn)50％。第二，利用實數(shù)調(diào)制器300-S和300-P，不是復(fù)數(shù)調(diào)制器，進(jìn)一步簡化硬件實現(xiàn)。第三，利用單個二分叉實數(shù)n抽頭濾波器，而不是利用2個(即復(fù)數(shù)的實數(shù)和虛數(shù))n抽頭濾波器提供濾波器硬件的另外50％節(jié)省。第四，利用單個二分叉實數(shù)n抽頭濾波器允許一種獨特導(dǎo)頻幅度控制方法，該方法提供硬件的另外35％節(jié)省。第五，無需復(fù)數(shù)數(shù)字從所述對直流對中VSB每PCM符號1采樣轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生復(fù)數(shù)的輸出這一事實進(jìn)一步簡化硬件實現(xiàn)。
參照圖2將看到，在本發(fā)明的該優(yōu)選實施例中，數(shù)字sinx/x補償器位于從轉(zhuǎn)換器200的直流對中復(fù)數(shù)VSB采樣流輸出(以10.76MHz采樣頻率速率出現(xiàn))和到多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的輸入之間。這是因為在較低的10.76MHz采樣頻率速率比在較高的采樣頻率速率實現(xiàn)數(shù)字sinx/x補償更可取。在較高采樣頻率速率補償通常具有更高的耗散、高電流和產(chǎn)生更多的不希望有的電磁干擾(EMI)的缺點。但是，可以在多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204中對載波的任何實際的復(fù)數(shù)±R和±I數(shù)據(jù)采樣流的調(diào)制之前以任何系統(tǒng)中的采樣頻率速率(包括86.08MHz)進(jìn)行數(shù)字sinx/x補償。所以，多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204將在詳述sinx/x補償器202之前被詳述。
多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204響應(yīng)作為輸入加到那里的以10.76MHz的采樣頻率速率出現(xiàn)的每符號1采樣的±R和±I流，用作用戶控制的調(diào)制輸出，有選擇地導(dǎo)出(1)中心在-23.08MHz的比較低偽載波頻率的每符號8采樣的±R流，(2)中心在-17.08MHz的更低偽載波頻率的每符號8采樣的R流，或(3)中心在5.38MHz的甚低載波頻率的每符號8采樣的±R流。所有這些輸出流以86.08MHz采樣頻率速率出現(xiàn)。-23.08MHz數(shù)字輸出流在由無符號轉(zhuǎn)換器206和D/A轉(zhuǎn)換器104轉(zhuǎn)換成模擬量后產(chǎn)生不要求的符號流調(diào)制的23.08MHz模擬信號和要求的符號流調(diào)制的63MHz(頻道3)模擬鏡像(即，63MHz=(86.08-23.08)MHz)。類似地，-17.08MHz數(shù)字輸出流產(chǎn)生不要求的符號流調(diào)制的17.08MHz模擬信號和要求的符號流調(diào)制的69MHz(頻道4)模擬鏡像信號(即，69MHz=(86.08-17.08)MHz。5.38MHz數(shù)字輸出流直接產(chǎn)生要求的符號流調(diào)制的5.38MHz模擬信號。
按照下述的如圖8-11所示的第一優(yōu)選方法或下述的如圖12-16所示的第二優(yōu)選方法可以完成多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204。兩個方法都使用以重復(fù)短序列的前進(jìn)流形式的復(fù)指數(shù)載波的調(diào)制，在某些方面類似于圖3中所示的重復(fù)短序列的前進(jìn)流。更特別的是，該調(diào)制器包括用于再采樣調(diào)制信號的一個再采樣器，由備有指數(shù)載波的復(fù)數(shù)調(diào)制器跟接。選擇再采樣比例以便指數(shù)載波可以由在輸出采樣速率出現(xiàn)的重復(fù)較短數(shù)值序列來實現(xiàn)?？捎蓛?nèi)插產(chǎn)生指數(shù)載波序列。用于產(chǎn)生載波的理想內(nèi)插濾波器由下列函數(shù)表示該函數(shù)是無窮量延伸的、無因果的，且只是有理論興趣的。但是，由于重復(fù)短序列的前進(jìn)流的周期性和假定的無窮量，在給定時間加到該重復(fù)短序列前進(jìn)流的任何脈沖響應(yīng)寬度的任何濾波器的輸出是該短序列的采樣的加權(quán)和。下面的表3表示某些復(fù)指數(shù)載波和短序列之間的關(guān)系，表中n=采樣指數(shù)。
如果一個序列中的項數(shù)是4或更少，對所有內(nèi)插函數(shù)的選擇引起可忽略的誤差。如果一個序列中的項數(shù)是6或8，對某些內(nèi)插函數(shù)(包括用在由多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204應(yīng)用的前述第一或第二實施方法中的內(nèi)插函數(shù))引起可忽略的誤差。
現(xiàn)在參照圖8，那里示出第一實現(xiàn)方法的例子，該方法用于根據(jù)從sinx/x補償器202加到那里作為輸入的每符號1采樣±R和±I流導(dǎo)出作為多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器輸出的中心在-23.08MHz的每符號8采樣±R流(用于產(chǎn)生頻道3信號)。若數(shù)據(jù)流在6.24MHz被采樣，通過計算每一個10.76MHz采樣可能具有的內(nèi)插值，采樣速率轉(zhuǎn)換器500將有效地降低10.76MHz±R和±I數(shù)據(jù)流采樣到6.24MHz。具體說，這樣的內(nèi)插值包含比例系數(shù)10.76/6.24，它等于269/156(即，一串以10.76MHz采樣頻率速率的269個采樣周期在時間長度上等值于以6.24MHz采樣頻率速率的一串只是156個的采樣周期)。但是，在該優(yōu)選實施例中，在從采樣速率轉(zhuǎn)換器500的輸出上的±R和±I流的實際采樣頻率速率(它作為數(shù)據(jù)輸入加到復(fù)數(shù)第一調(diào)制器502)仍保持在10.76MHz。
根據(jù)上述討論，到第一調(diào)制器502的載波輸入e-jnπ/2構(gòu)成在10.76MHz的采樣頻率速率上的重復(fù)4采樣序列1，-j、-1、j的一個前進(jìn)流。調(diào)制器502獨立地將相應(yīng)的在到調(diào)制器502的載波輸入端上的前進(jìn)流的采樣與在到調(diào)制器502的數(shù)據(jù)輸入端上的R和I流的每個采樣相乘以提供兩個積流，這兩個積流的每一個既包含R流又包含I流。但是，調(diào)制器502包括一個多路復(fù)用器，工作上類似于上述多路復(fù)用器311，用于分配兩個積流的所有R積采樣到來自調(diào)制器502的R輸出流以及用于分配兩個積流的所有I積采樣到來自調(diào)制器502的I輸出流(對于來自第一調(diào)制器502的R和I輸出是指示-6.24/4=-1.56MHz流的，該流是以10.76MHz采樣頻率速率被采樣)。
來自第一調(diào)制器502的R和I輸出流作為輸入加到采樣速率轉(zhuǎn)換器504它利用86.0MHz時鐘和內(nèi)插，將在10.76MHz采樣頻率速率的每符號1采樣轉(zhuǎn)換成在86.08MHz采樣頻率速率的每符號8采樣，并且如果指示的第一調(diào)制的6.24MHz流在86.08MHz采樣，通過計算每個實際86.08MHz采樣可能具有的內(nèi)插值，將有效地上行采樣指示的第一調(diào)制的6.24MHz流到86.08MHz。具體說，這樣的內(nèi)插值包含比例系數(shù)6.24/86.08，它與39/538等值(即，一串在指示的6.24MHz采樣頻率速率的只是39個的采樣周期在時間長度上等值于一串在86.08MHz采樣頻率速率的538個采樣周期。所以，在來自采樣速率轉(zhuǎn)換器504的輸出端上的R和I流(它們作為數(shù)據(jù)輸入加到復(fù)數(shù)第二調(diào)制器506)的采樣頻率速率現(xiàn)在是在86.08MHz。
根據(jù)上述討論，加到第二調(diào)制器506的載波e-jnπ/2構(gòu)成在86.08MHz的采樣頻率速率的重復(fù)4采樣序列1、-j、-1、j的前進(jìn)流。調(diào)制器獨立地用在到調(diào)制器506的載波輸入端上的前進(jìn)流的相應(yīng)采樣乘在到調(diào)制器506的數(shù)據(jù)輸入端上的R和I流的每個采樣以提供2個積流，每個積流包含R和I采樣(來自第一調(diào)制器502的R和I輸出流中的每一個是指示-6.24/4=-1.56MHz流的，該流以10.76MHz采樣頻率速率被采樣)。但是，調(diào)制器506包括一個多路復(fù)用器，在其工作上類似于上述多路復(fù)用器311，用于分配2個積流的所有R積采樣到來自調(diào)制器506的R輸出流，以及用于分配兩個積流的所有I積采樣成“廢料”，所以只來自調(diào)制器506的R輸出流被作為輸入傳遞到D/A轉(zhuǎn)換器104(如圖8的方框508所示的)。
由于從第一調(diào)制器502的輸出流包含由輸入到那里的每個連續(xù)的e-jnπ/2載波的4采樣序列的影響引起的中心在-6.24/4=-1.56MHz的指示頻率的符號調(diào)制分量，第二調(diào)制器506，它與第一調(diào)制器502級聯(lián)，并接收作為輸入的該-1.56MHz對中的符號調(diào)制分量，導(dǎo)出R輸出流，該輸出流包含中心在-1.56MHz，-86.08/4=-21.52MHz和結(jié)果互調(diào)頻率-1.56+(-21.52)=-23.08MHz的符號調(diào)制分量。正是來自多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的R輸出流的這個-23.08MHz符號被調(diào)分量在從D/A轉(zhuǎn)換器104的模擬信號輸出中產(chǎn)生它的63MHz(頻道3)鏡像。
應(yīng)注意到，當(dāng)采樣速率轉(zhuǎn)換器500利用的比例系數(shù)269/156或采樣速率轉(zhuǎn)換器504利用的比例系數(shù)39/538都不是整數(shù)時，這些比例系數(shù)的級聯(lián)積269/156*39/538=8是整數(shù)，它在數(shù)值上恰等于來自采樣率轉(zhuǎn)換器504的每符號8采樣輸出流的86.08MHz采樣頻率速率對到采樣速率轉(zhuǎn)換器500的每符號1采樣輸入流的10.76MHz采樣頻率速率之比。因此，采樣速率轉(zhuǎn)換500沒有使用6.24MHz時鐘這一事實不影響來自采樣速率轉(zhuǎn)換器504或第二調(diào)制器506的每符號8采樣輸出流的內(nèi)插符號值的準(zhǔn)確度。
現(xiàn)在參照圖9，那里示出一種第一實現(xiàn)方法，該方法用于根據(jù)來自sinx/x補償器202作為輸入加到那里的每符號1采樣的R和I流導(dǎo)出作為多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器輸出的中心在-17.08MHz(用于產(chǎn)生頻道4信號)的每符號8采樣R流。第一，采樣速率轉(zhuǎn)換器600a不同于上述采樣速率轉(zhuǎn)換器500之處在于10.76MHz R和I流被有效地上行采樣到17.76MHz。即，如果由10.76MHz采樣信號表示的信號實際上在17.76MHz采樣，則計算已出現(xiàn)的內(nèi)插采樣。具體說，這樣的內(nèi)插值包含等值于444/429的比例系數(shù)17.76/10.76(即，以一串17.76MHz采樣頻率速率的444個采樣周期在時間長度上等值于一串以17.76MHz采樣頻率速率的只269個采樣周期)。第二，不是輸入到上述第一調(diào)制器502的e-jnπ/2載波，輸入到第一調(diào)制器602a的載波是e-jnπ/2，它構(gòu)成重復(fù)4采樣1、j、-1、-j的前進(jìn)流。第三，采樣速率轉(zhuǎn)換器604a不同于上述采樣速率轉(zhuǎn)換器504之處在于如果流在86.08MHz采樣，通過計算每個17.76MHz采樣可能具有的內(nèi)插值，17.76MHz R和I流被有效地上行采樣到86.04MHz。具體說，這樣的內(nèi)插值包含等值于269/111的比例系數(shù)86.08/17.76(即，以一串指示的86.08MHz采樣頻率速率的269個采樣周期在時間長度上等值于一串以17.76MHz采樣頻率速率的111個采樣周期)。在其他方面，圖9的部件600a、602a、604a、606a和608a類似于圖8的上述相應(yīng)部件500、502、504、506和508。
由于從第一調(diào)制器602a的輸出流包含由輸入到那里的e-jnπ/2載波的每個連續(xù)4采樣序列的影響引起的中心在17.76/4=4.44MHz指示頻率的符號調(diào)制分量，第二調(diào)制器606a，它與第一調(diào)制器602a級聯(lián)并接收作為輸入的這個4.44MHz中心的符號調(diào)制分量，導(dǎo)出R輸出流，該R輸出流包含中心在4.44MHz，-86.08/4=-21.52MHz和結(jié)果要求的互調(diào)頻率4.44+(-21.52)=-17.08MHz的符號調(diào)制分量。正是從多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的R輸出流的這個-17.08MHz符號調(diào)制分量在從D/A轉(zhuǎn)換器104輸出的模擬信號中產(chǎn)生其69MHz(頻道4)鏡像。
圖9所示的一種硬件實現(xiàn)中的缺點是，因為對其透明的小奈奎斯特百分比，采樣速率轉(zhuǎn)換器600a需要是比較高質(zhì)量的。然而，通過用在上行采樣10.76MHz到35.52MHz方面是有效的采樣速率轉(zhuǎn)換器600b替換采樣速率轉(zhuǎn)換器600a，允許在上行采樣35.52MHz到86.08MHz方面是有效的采樣速率轉(zhuǎn)換器604b替換采樣速率轉(zhuǎn)換器604a，以圖10所示的替換形式緩解上述需要。但是，在圖10的情況下，有必要利用輸入到采樣速率轉(zhuǎn)換器604b的ejnπ/4載波(其中ejnπ/4構(gòu)成在86.08MHz的采樣頻率速率的前向重復(fù)8采樣序列1，0.707+(±j*0.707)，-(±j)，-0.707+(±j*0.707)，-1，-0.707-(±j*0.707)，-(±j)，0.707-(±j*0.707)，以便第二調(diào)制器606b導(dǎo)出R輸出流，該R輸出流包括中心在4.44MHz，-86.08/4=-21.5MHz的符號調(diào)制的分量和來自多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的該R輸出流的符號調(diào)制分量的結(jié)果要求的互調(diào)頻率4.44+(-21.52)=-17.07MHz，該多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204在D/A轉(zhuǎn)換器的模擬輸出信號中產(chǎn)生其69MHz(頻道4)鏡像。
在前述設(shè)備中，如部件600a或600b這樣的再采樣器實際上勿需以再采樣速率(例如17.76MHz)提供采樣。所需要的是如果對那個速率再采樣，則可能出現(xiàn)產(chǎn)生大量的采樣，增加的采樣數(shù)用指數(shù)載波序列連續(xù)進(jìn)行調(diào)制。該調(diào)制通過應(yīng)用重復(fù)載波序列完成，使得連續(xù)的采樣由連續(xù)的序列值加以調(diào)制。所有這些可在可利用的時間內(nèi)完成，因為86.08MHz時鐘可利用實現(xiàn)采樣的內(nèi)插，產(chǎn)生，例如，上行采樣值。這些值可被儲存在儲存器中，然后為在任意采樣速率上的調(diào)制而讀出。所以，只要在對應(yīng)于輸入采樣周期的間隔內(nèi)產(chǎn)生，需要數(shù)目的采樣(每輸入采樣)，就也可以以任意采樣速率進(jìn)行例如再采樣器604a或604b的內(nèi)插(實現(xiàn)實時操作)。但是，由輸出調(diào)制器(例如606a或606b)提供的調(diào)制值必須以預(yù)定速率(例如86.08MHz)出現(xiàn)以便產(chǎn)生要求的調(diào)制載波頻率。
現(xiàn)在參照圖11，在那里示出用于導(dǎo)出中心在5.38MHz IF的每符號8采樣R流(用于產(chǎn)生基帶信號)的第一實現(xiàn)方法。從sinx/x補償器202來的每符號1采樣R和I流加到采樣速率轉(zhuǎn)換器700。采樣速率轉(zhuǎn)換器700上行采樣10.76MHz R和I流到21.52MHz。由于21.52MHz的比例恰是10.76MH的兩倍，通過利用用于采樣轉(zhuǎn)換器700的21.52MHz采樣速率時鐘和在10.76MHz R和I流的每對連續(xù)采樣之間插入零值采樣，然后用那對的采樣值的平均值代替它的零值可以按常規(guī)地完成這種轉(zhuǎn)換。
輸入到調(diào)制器702的載波ejnπ/2構(gòu)成以21.52MHz采樣頻率速率的重復(fù)4采樣序列1、j、-1、-j的前進(jìn)流。調(diào)制器702獨立地用到調(diào)制器702的載波輸入端的前進(jìn)流的相應(yīng)采樣乘到調(diào)制器702的數(shù)據(jù)輸入上的R和I流的每個采樣，提供其每一個包含R和I流的兩個積流。但是，調(diào)制器包括在其工作上類似于上述多路復(fù)用器311的多路復(fù)用器，用于分配兩個積流的所有R積采樣到來自調(diào)制器702的R輸出流和用于分配兩個積流的所有I積采樣到來自調(diào)制器702的I輸出流(來自第一調(diào)制器702的R和I輸出流中的每一個都是5.38MHz流)，它在21.52采樣頻率速率被采樣。
需要采樣速率轉(zhuǎn)換器704來上行采樣來自第一調(diào)制器702的數(shù)據(jù)的21.52MHz采樣速率R和I數(shù)據(jù)輸出流到來自采樣速率轉(zhuǎn)換器704的數(shù)據(jù)的86.08MHz采樣速率R和I數(shù)據(jù)輸出流。通過利用用于采樣速率轉(zhuǎn)換器704的86.08MHz采樣速率時鐘和在21.52MHz R和I流的每對連續(xù)采樣之間插入3個零值采樣，然后用適當(dāng)?shù)膬?nèi)插采樣值代替那對的3個零值的每一個，可按常規(guī)地完成這種轉(zhuǎn)換。這導(dǎo)致在86.08MHz采樣頻率速率來自多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204的R輸出流的符號調(diào)制數(shù)據(jù)分量，該分量在來自D/A轉(zhuǎn)換器104輸出的模擬信號中產(chǎn)生要求的5.38MHz中頻基帶。
在第一個被多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器204利用的方法中，圖11所示的只需單個的復(fù)數(shù)調(diào)制器的實施與圖8、9和10所示的每種需要兩個級聯(lián)復(fù)數(shù)調(diào)制器的各個實施不同。但是，在所有這些第一方法的實施中，作為輸入從復(fù)數(shù)調(diào)制器502、602a、602b和702加到采樣速率轉(zhuǎn)換器504、604a、604b和704(它們將每符號1采樣轉(zhuǎn)換到每符號8采樣)的復(fù)數(shù)R和I輸入流中的每一個都包含已被數(shù)據(jù)符號值調(diào)制的一個或多個復(fù)數(shù)載波頻率的采樣值。
圖12所示的被多標(biāo)度數(shù)字調(diào)制器利用的第二個方法中，在86.08MHz采樣頻率速率工作的每符號1采樣到每符號8采樣轉(zhuǎn)換器800具有作為輸入加到那里的來自sinx/x補償器202的復(fù)數(shù)±R和±I輸入流中的每一個和作為調(diào)制輸入從其加到復(fù)數(shù)調(diào)制器802的尚未調(diào)制的數(shù)據(jù)符號值的復(fù)數(shù)±R和±I輸出流中的每一個。以86.08MHz采樣頻率速率工作的復(fù)數(shù)載波發(fā)生器804導(dǎo)出復(fù)數(shù)±R和±I載波輸出流，它們有選擇地確定用于頻道3的固定幅值-23.08MHz偽載波的采樣值(由固定幅值-21.52和-1.56MHz頻率的復(fù)數(shù)積產(chǎn)生)，用于頻道4的固定幅值-17.08MHz偽載波的采樣值(由固定幅值-21.52和4.44MHz頻率的復(fù)數(shù)積產(chǎn)生)或用于基帶的一固定幅值5.38MHz的采樣值。來自復(fù)數(shù)載波發(fā)生器804的復(fù)數(shù)±R和±I載波輸出流作為載波輸入加到復(fù)數(shù)調(diào)制器802。以86.08MHz采樣頻率速率出現(xiàn)的從復(fù)數(shù)載波發(fā)生器804的調(diào)制數(shù)據(jù)符號值的復(fù)數(shù)±R和±I輸出流作為輸入加到方框806，它只傳遞±R輸出流到無符號轉(zhuǎn)換器206。
一個第一復(fù)數(shù)發(fā)生器804的結(jié)構(gòu)實施例包括圖15所示的采樣的復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器，連同圖13所示的相位控制裝置，其產(chǎn)生5個作為輸入加到圖15的采樣的復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的相位控制值的前進(jìn)流。如圖13所示，這5個前進(jìn)流包括(1)μ和18μ前進(jìn)流，它們確定在給定的(即86.08MHz)采樣頻率Fs出現(xiàn)的所要求的采樣正弦頻率Fo(即用于頻道3的1.56MHz或用于頻道4的4.44MHz)的前向±R和±I流的相位值在圖15產(chǎn)生所需要的相位控制值，和(2)也由圖15的采樣的復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器需要的PLSB、PMSB和PMDSB前進(jìn)矩形定時波形。
參照圖13，常數(shù)值J(其中，對于頻道3，J=39；對于頻道4，J=111)作為第一加數(shù)加到加法器900。每個從第一加法器900的和輸出流的連續(xù)值，在被鎖存器902延遲1個給定的(即86.08MHz)采樣頻率Fs的采樣周期后，作為輸入加到模數(shù)K=538二進(jìn)制邏輯裝置904。從邏輯裝置904的輸出流的每個值作為第二加數(shù)加到第一加法器900和作為第一加數(shù)加到第二加法器906。無論在什么時候模數(shù)K二進(jìn)制邏輯裝置904的輸入值在1和k-1(其中k-1=537)之間，從那里的輸出值等于那個輸入值，但是，無論什么時候到那里的輸入值高于K-1(例如K≥538)，從那里的輸出值等于那個輸入值減K(例如K=538)。于是，第一加法器900、鎖存器902和模數(shù)K二進(jìn)制邏輯裝置共同工作從裝置904導(dǎo)出一個輸出值，每個采樣周期它按J的正值增加直到正的累積值高于正的K值為止，在這時正K值從這個累積值減去。-K/2(例如-K/2=-269)作為第二加數(shù)加到第二加法器906。所以，從第二加法器906的輸出流的各個和值是以0值為中心的(不是具有全正值)落在從-269到+268的范圍內(nèi)并構(gòu)成到圖15所示的采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的μ相位控制輸入流，μ相位控制輸入流在方框908中被18乘后形成一個輸出流，該輸出流構(gòu)成到圖15所示的這個采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的18μ相位控制輸入流。
模數(shù)K二進(jìn)制邏輯904每次它從它的累積值減去K值時將一個輪轉(zhuǎn)時鐘作為輸入加到2位二進(jìn)制計數(shù)器910和延遲觸發(fā)器912。從計數(shù)器910的最低有效位PLSB和最高有效位PMSB輸出流的各個二進(jìn)制狀態(tài)作為定時輸入流加到圖15所示的采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器。此外，從計數(shù)器910的PMSB輸出流作為輸入流加到延遲觸發(fā)器912，從延遲觸發(fā)器912的輸出流加到異或門914的第一輸入端。一個選擇的指數(shù)符號值，它對應(yīng)圖15中所示的相對于從其±I輸出流的相位符號的采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的±R輸出流的所要求的相位符號，被施加到異或門914的第二輸入端。從異或門914的輸出流構(gòu)成到圖15所示的采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的PMDSB定時控制輸入流。
現(xiàn)在參照圖15，PMDSB定時控制輸入加到9個1采樣周期(例如86.08MHz周期)延遲鎖存器1000-1到1000-9鏈；PLSB定時控制輸入加到6個1采樣周期鎖存器1001-1到1001-6鏈；PMSB定時控制輸入加到9個1采樣周期延遲鎖存器1002-1到1002-9鏈；μ相位控制輸入加到7個1采樣周期延遲鎖存器1003-1到1003-7鏈；以及18μ相位控制輸入加到包括10個1采樣周期延遲鎖存器1004-1到1004-10的R鏈。
緊跟著R鏈的延遲鎖存器1004-1、1004-3、1004-6和1004-9中的每一個的是符號(S)電路1005-1、1005-3、1005-6和1005-9中的相應(yīng)的一個。符號電路1005-1和1005-6中的每一個的符號值按照從延遲鎖存器1001-1和1001-6中的相應(yīng)一個的輸出的二進(jìn)制值確定。由于倒向器1006-3的存在，符號電路1005-3的符號值按照從延遲鎖存器1001-3的輸出的二進(jìn)制值的負(fù)值確定。符號電路1005-9的符號值按照從延遲鎖存器1000-9的輸出的二進(jìn)制值確定。
緊跟著R鏈的延遲鎖存器1004-2、1004-5和1004-8中的每一個的是加法器1007-2、1007-5和1007-8中的相應(yīng)一個。數(shù)值31被加法器1007-2加到從延遲鎖存器1004-2的輸出值上；數(shù)值41被加法器1007-5加到從延遲鎖存器1004-5的輸出值上；以及，數(shù)值26被加法器1007-8加到從延遲鎖存器1004-8的輸出值上。
緊跟著R鏈的延遲鎖存器1004-4和1004-7中的每一個的是乘法器1008-4和1008-7中的相應(yīng)一個。乘法器1008-4它執(zhí)行第一復(fù)指數(shù)調(diào)制函數(shù)的R部分，用從延遲鎖存器1003-4的輸出值乘從延遲鎖存器1004-4的輸出值，乘法器1008-7，它執(zhí)行第二復(fù)指數(shù)調(diào)制函數(shù)的R部分，用從延遲鎖存器1003-7的輸出值乘從延遲鎖存器1004-7的輸出值。從圖15的鎖存器1004-10的輸出值流構(gòu)成從復(fù)數(shù)載波發(fā)生器802的±R輸出流。數(shù)字電路設(shè)計的專業(yè)人員會認(rèn)識到，一個形式+αμ3
βμ2±κμ+ρ的多項式函數(shù)描述從加法器1007-8輸出的信號。在圖15的示例電路中，α、β、κ和ρ的數(shù)值分別是18、31、41和26。在處理鏈中的最后符號電路1005-9有效地用確定結(jié)果信號極性的重復(fù)數(shù)值序列乘產(chǎn)生的數(shù)值。
通過加從延遲鎖存器1004-1的輸出流18μ(即延遲1采樣周期的到圖15的18μ輸入流)到I鏈(它除了不存在與延遲鎖存器1004-1對應(yīng)的延遲鎖存器外與前述R鏈對應(yīng))，在圖15上導(dǎo)出從復(fù)數(shù)載波發(fā)生器802的±I輸出流。具體說，I鏈包括延遲鎖存器1009-2到1009-10，符號電路1010-1，1010-3，1010-6和1010-9，加法器1011-2、1011-5和1011-8，以及乘法器1012-4和1012-7。
由于倒相器1006-1和1006-6的存在，符號電路1010-1和1010-6中的每一個的符號值按照從延遲鎖存器1001-1和1006-6中的相應(yīng)一個的輸出的二進(jìn)制值的負(fù)數(shù)確定。符號電路1010-3的符號值按照從延遲鎖存器1001-3的輸出的二進(jìn)制值確定。符號電路1010-9的符號值按照從延遲鎖存器1002-9的輸出的二進(jìn)制值確定。
I鏈的加法器1011-2、1011-5和1011-8執(zhí)行與R鏈的加法器1007-2、1007-5和1007-8相同的功能，而I鏈的乘法器1012-4和1012-7執(zhí)行與由乘法器1008-4和1008-7執(zhí)行的R鏈第一和第二指數(shù)調(diào)制功能的R部分類似的第一和第二指數(shù)調(diào)制函數(shù)的I部分?？捎枚囗検胶瘮?shù)±18μ3±31μ2
41μ+36描述加法器1011-8的輸出。符號電路1010-9確定±I輸出信號的極性。
在圖15所示的采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的工作中，由從這個采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器±R和±I采樣輸出流產(chǎn)生的波形的型式由乘μ的數(shù)值和加到R和I鏈的加法器的各個加數(shù)值確定。在目前情況下，各個乘μ的數(shù)值18和31、41和26(加到R和I鏈的加法器的加數(shù))是最小假頻能量4抽頭內(nèi)插值，它們規(guī)定從這個采樣復(fù)數(shù)發(fā)生器的±R和±I采樣輸出流的復(fù)數(shù)正弦波形。然而，在這些±R和±I采樣輸出流的采樣頻率Fs產(chǎn)生的要求頻率值Fo由加到圖15的μ和18μ輸入流的連續(xù)采樣相位值確定(因為頻率等于相位變化的時間速率)。更具體說，只要Fo/Fs≤1/4，比值4Fo/Fs就等于圖13中的J/K的整數(shù)比。于是，對于J的39數(shù)值和對于K的538數(shù)值產(chǎn)生用于導(dǎo)出在用于頻道3的86.08MHz采樣頻率的-23.08MHz偽載波的適當(dāng)要求頻率-1.56MHz和-21.52MHz。類似地，對于J的111數(shù)值和對于K的538數(shù)值產(chǎn)生用于導(dǎo)出在用于頻道4的86.08采樣頻率的-17.08MHz偽載波的適當(dāng)要求頻率4.44MHz和-21.52MHz。此外，通過利用對于J的269整數(shù)值和對于K的1076整數(shù)值，對Fs=86.08MHz導(dǎo)出要求的5.38MHz基帶載波Fo，借此提供J/K=1/4。
在某些情況下，通過在第二加法器906和×8方框908之間插入圖14所示的再定標(biāo)器916，可以使實現(xiàn)硬件最少。例如，在能有選擇地導(dǎo)出5.38MHz基帶載波，適當(dāng)?shù)挠糜陬l道3的載波或適當(dāng)?shù)挠糜陬l道4的載波(其中對于J有選擇地利用數(shù)值39、11或269)的硬件中，利用再定標(biāo)器916或許是合乎希望的，再定標(biāo)器916的利用將增加用于導(dǎo)出用于頻道3或頻道4的適當(dāng)載波的從-269延伸到268的數(shù)值范圍到用于導(dǎo)出5.38MHz基帶載波的-538到537。
圖13所示相位控制電路的益處是，它可同圖15一起使用產(chǎn)生精確的要求頻率值，并且它在其硬件實現(xiàn)中不需要相對復(fù)雜和花耗大的除法器。
圖16示出一個替換的相位控制電路。圖16替換相位控制電路的益處是，產(chǎn)生的要求頻率值是精確的。
現(xiàn)在參照圖16，常數(shù)值J作為第一加數(shù)加到第一加法器1100a。從第一加法器1100a的和輸出流的每個連續(xù)值在被鎖存器1102a延遲1個采樣頻率Fs的采樣周期后作為輸入加到模數(shù)4K二進(jìn)制邏輯1104a。從邏輯1104a的輸出流的每個值作為第二加數(shù)加到第一加法器1100a，也作為輸入加到K除法器1105a。從K除法器1105a的第一輸出流規(guī)定由那里計算的商數(shù)的連續(xù)的余數(shù)值，并作為第一加數(shù)加到第二加法器1106a，它有作為第二加數(shù)施加的值-K/2。從第二加法器1106a的輸出流的各個和值，它們處在從-K/2到K/2-1的范圍，構(gòu)成到圖15的μ相位控制輸入，是以值為中心的(不是具有所有正值)。這個從相位控制輸入的各個值在被方框1108a用18乘后形成構(gòu)成到圖15的18μ相位控制輸入。
K除法器1105a也導(dǎo)出第二輸出流，由于4K/K=4，第二輸出流規(guī)定由那里計算的商的整數(shù)部分值。于是，第二輸出流包括規(guī)定每個2位整數(shù)部分值的最低有效位的二進(jìn)制狀態(tài)的PLSB定時控制流和規(guī)定每個2位整數(shù)部分值的最大有效位的二進(jìn)制狀態(tài)的定時控制PMSB流，這些定時控制PLSB和PMSB流作為輸入加到圖15和作為第一和第二輸入加到異或門1113a。從異或門1113a的輸出流作為第一輸入加到異或門1114a。作為第二輸入加到異或門1114a的是指數(shù)符號值，該指數(shù)符號值對應(yīng)于從圖15所示采樣復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器的±R輸出流的要求相位符號，相對來自那里的±I輸出流的相位符號。從異或門1114a的輸出流作為PDMSB定時控制輸入流加到圖15。
從多標(biāo)度數(shù)字轉(zhuǎn)換器204的采樣±R值的輸出流在被無符號轉(zhuǎn)換器206轉(zhuǎn)換成全正的(+)R值的輸出流后作為數(shù)字采樣流加到D/A轉(zhuǎn)換器104的輸入端。從D/A轉(zhuǎn)換器的模擬輸出包含6MHz符號帶寬信號，中心在相對中心在偽載波頻率(-17.08或-23.08MHz)的6MHz符號帶寬信號或中心在5.38MHz的6MHz符號帶寬基帶信號的采樣速率頻率(86.08MHz)的鏡像頻率(對于頻道4的69MHz或?qū)τ陬l道3的63MHz)。模擬濾波器具有這樣的頻率通帶，即它通過69MHz中心的頻道4信號、63MHz中心的頻道3信號和5.38MHz中心的基帶信號，但阻止符號調(diào)制的-17.08和-23.08MHz偽載波信號。
現(xiàn)在參照圖17，該圖是在-86.08MHz到86.08MHz頻率范圍上的sinx/x表達(dá)式的歸一化幅值圖。在圖17上進(jìn)一步表示的是sinx/x表達(dá)式對中心在各個感突趣的頻率-69MHz(頻道4)、-63MHz(頻道3)、-23.08MHz偽載波、-17.08MHz偽載波、-5.38MHz基帶、5.38MHz基帶、17.08MHz偽載波、23.08MHz偽載波、63MHz(頻道3)的6MHz帶寬上的幅值的可變影響。只是在每個基帶的6MHz帶寬上的sinx/x表達(dá)式的頻譜形狀的傾斜率需要在它們的6MHz帶寬上的修正x/sinx傾斜，以便成為平的(如圖18所示，用x/sinx表達(dá)式1300與頻道3，頻道4和5.38MHz IF基帶中的每一個的6MHz帶寬相交)。
通過用D/A轉(zhuǎn)換器104改變DC參考幅度獲得對5.38、63和59MHz中心頻率中的每一個的合適x/sinx增益值。但是，正是出現(xiàn)在調(diào)制載波的±R和±I復(fù)數(shù)采樣數(shù)據(jù)流之前的數(shù)字sinx/x補償器的工作在這些采樣數(shù)據(jù)流的采樣頻率速率上提供在6MHz帶寬上的頻譜形狀“傾斜度”的適當(dāng)x/sinx傾斜修正。最好是，如圖2所示，sinx/x補償器202緊靠在多標(biāo)度調(diào)制器204之前，并以10.76MHz的采樣頻率速率工作。
以10.76MHz采樣頻率速率工作的sinx/x補償器202能夠進(jìn)行在6MHz帶寬上的5.38、63或69MHz的sinx/x頻譜形狀的簡單但近似的線性斜坡x/sinx傾斜修正，或這些頻譜形狀中的任何一個的更精確的曲線擬合“傾斜”x/sinx傾斜修正。
用下述3抽頭濾波器實現(xiàn)近似處理。3抽頭濾波器根據(jù)從VSB轉(zhuǎn)換器200到sinx/x補償器202的±R和±I復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)輸入流中的每一個工作。
該濾波器與后來將由D/A轉(zhuǎn)換器104強(qiáng)加的“sinx/x”“傾斜”相反地預(yù)傾斜這些±R和±I復(fù)數(shù)輸入流。但是，這種近似處理不是真正的倒置而導(dǎo)致“被修正的”頻帶的拋物線畸變。
因為sinx/x頻譜形狀的實際傾斜形狀是非線性的，該近似預(yù)傾斜技術(shù)是次最佳的，但仍是有效的。具體說，近似預(yù)傾斜技術(shù)導(dǎo)致結(jié)果模擬信號方根引起的余弦形狀，但電視接收機(jī)的均衡器可補償這個殘余劣化。
在非線性x/sinx預(yù)傾斜技術(shù)中，D/A轉(zhuǎn)換器104在要被補償?shù)念l道中x/sin(x)特性被分解成圍繞其頻道中心的偶和奇對稱部分。偶對稱部分(為弓形)與實系數(shù)偶對稱濾波器(圍繞直流而不是圍繞頻道中心)匹配。奇對稱部分等于{x/sin(x)/((1-2*β)+2*β)＋*(cos(2*π*f/fs))}并實際具有橫跨在每符號4或更多采樣的要求6MHz修正帶寬上的殘余線性形狀(它不僅由加到D/A轉(zhuǎn)換器104的調(diào)制載波數(shù)據(jù)流的每符號8采樣滿足)。該殘余線性形狀的奇對稱部分與復(fù)數(shù)系數(shù)奇反對稱濾波器匹配。
最好是，用級聯(lián)的偶頻譜對稱濾波器和奇頻譜反對稱濾波器在數(shù)字sinx/x補償器202中的濾波以10.76MHz采樣頻率速率在每符號1采樣±R和±I復(fù)數(shù)直流對中數(shù)據(jù)流上發(fā)生。在6MHz頻道帶寬以10.76M符號/秒的符號速率，補償在Z域中產(chǎn)生超過55％的單位周期(z1=e-jwTs，Ts=符號時間間隔)。雖然信號在屬于特定模擬頻道(例如TV頻道3或4)的數(shù)字sinx/x補償器202中被修正，和較早在10.76MHz采樣頻率速率上的每符號一個采樣處理預(yù)修正，但抵消的影響后來由計時的D/A轉(zhuǎn)換器104以8倍高的86.08MHz采樣頻率速率引起。
在圖19說明級聯(lián)sinx/x補償濾波器的示例性電路。它將被理解是2個3抽頭橫向濾波器的級聯(lián)。使用大抽頭數(shù)的濾波器可以得到較大的sinx/x補償?shù)臏?zhǔn)確度。
另外，數(shù)字sinx/x補償器202結(jié)合在工作上類似于上述VSB轉(zhuǎn)換器200的多路復(fù)用器311多路復(fù)用器(未示出)。它使得為實數(shù)的所有計算的x/sinx值作為±R數(shù)據(jù)輸出流從那里被傳遞和為虛數(shù)的所有計算的x/sinx值作為±I數(shù)據(jù)輸出流從那里被傳遞。
在數(shù)字VSB調(diào)制器102的實際硬件實現(xiàn)上，利用2二進(jìn)制碼的補碼實現(xiàn)所有計算。另外，雖然本發(fā)明的許多上述特點的全部按數(shù)字VSB調(diào)制器102的環(huán)境被描述，但應(yīng)理解到，這些發(fā)明特點中的一個或更多個的子集可以在各種與數(shù)字VSB調(diào)制器102不同的類型的設(shè)備中找到實用性，例如在(QAM)或用(OFDM)調(diào)制器中找到應(yīng)用。因此，意圖是本發(fā)明只被附加的權(quán)利要求的范圍限定。
權(quán)利要求
1．在設(shè)備中包括一個數(shù)字調(diào)制器(802)，響應(yīng)在一給定采樣頻率速率作為向其施加的一個調(diào)制輸入的由數(shù)字化采樣值的至少一個前進(jìn)數(shù)據(jù)流組成的一個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號，設(shè)備(804)，用于產(chǎn)生數(shù)字化采樣值的載波流，用作對所說數(shù)字調(diào)制器的一個載波信號，其特征在于
一個在所說采樣頻率速率上的時鐘信號源；
一個發(fā)生器，響應(yīng)所說時鐘信號，用于提供S(一個整數(shù))相位定義采樣值的一給定序列的連續(xù)的重復(fù)，所說給定序列的所說相位定義采樣值確定一個前進(jìn)周期波的周期波形狀，該前進(jìn)周期波構(gòu)成所說前進(jìn)載波流。
2．按權(quán)利要求1定義的設(shè)備，其特征在于，
所說給定序列的所說S相位定義采樣值為3≤S≤8復(fù)數(shù)值，其定義由指數(shù)函數(shù)et±j2nπ/3指示的前進(jìn)復(fù)數(shù)實的和虛的周期波的每一個連續(xù)的周期，這里n是一個采樣指數(shù)。
3．按權(quán)利要求1定義的設(shè)備，其特征在于
所說給定序列的所述S相位定義采樣值為4復(fù)位值1，+±j，-1，-±j，其定義由指數(shù)函數(shù)e±j2nπ/2指示的前進(jìn)復(fù)數(shù)實的和虛的周期每一個連續(xù)的周期，這里n是一個采樣指數(shù)。
4．按權(quán)利要求1定義的設(shè)備，其特征在于
所說給定序列的所說S相位定義采樣值為6復(fù)數(shù)值1，0.5+(±j*0.866)，-0.5+(j*0.866)，-1，-0.5-(j*0.866)，0，5-(j*0.866)，其定義由指數(shù)函數(shù)e±j2nπ/4指示的前進(jìn)復(fù)數(shù)實的和虛的周期波的每一個連續(xù)的周期，這里n是一個采樣指數(shù)。
5．按權(quán)利要求1定義的設(shè)備，其特征在于所說給定序列的所說S相位定義采樣值為8復(fù)數(shù)值1，0.707+(±j*0.707)，-(±j)，-0.707+(±j*0.707)，-1，-0.707-(±j*0.707)，-(±j)，0.707-(±j*0.707)，其定義由指數(shù)函數(shù)e±j2nπ/4表示的前進(jìn)復(fù)數(shù)實的和虛的周期波的每一個連續(xù)的周期，這里n是一個采樣指數(shù)。
6．按權(quán)利要求1定義的設(shè)備，其特征在于所說載波產(chǎn)生裝置包括
相位控制裝置，用于導(dǎo)出(1)相位控制采樣值的一個前進(jìn)采樣的μ相位控制流，該相位控制采樣值是在給定采樣頻率(900-906)的速率上采樣的，(2)相位控制采樣值的一個前進(jìn)采樣的a1*μ相位控制流，該相位控制采樣值是在所說給定采樣頻率(906，908)的速率上采樣的，(3)有選擇性地定義一個(±)極性值(904，912，914)的值的一個前進(jìn)PMDSB第一時間控制流，(4)有選擇性地定義一個(±)極性，和(904，910)的值的一個前進(jìn)PLSB第二時間控制流，(5)選擇性地定義一個(±)極性值(904，910)的值的一個前進(jìn)PMSB第三時間控制流；
一個在所說給定采樣頻率的速率上工作的被采樣的復(fù)數(shù)頻率發(fā)生器，以及所說發(fā)生器，按照作為對其輸入施加的所有所說π和a1*π相位控制流以及所說PMDSB第一，PLSB第二和PMSB第三時間控制流，產(chǎn)生采樣值的前進(jìn)采樣的DC對中的±R和±I載波流作為其輸出。
7．權(quán)利要求1所述設(shè)備，其特征在于所說發(fā)生器包括
電路，包括一個累加器(900-904)，其遞增地提供值模數(shù)K，據(jù)此求出值信號μ和αμ(α乘μ)；
一第一處理鏈(圖15始于1005-1和級連元件到1007-8)，響應(yīng)于信號μ和αμ，并工作在所說采樣頻率速率上，用于產(chǎn)生相應(yīng)格式
αμ3
βμ2
κμ+ρ的一個函數(shù)的±R載波流；
一第二處理鏈(圖15始于1010-1和級連元件到1007-8)，響應(yīng)于信號μ和αμ，并工作在所說采樣頻率速率上，用于產(chǎn)生相應(yīng)格式±αμ3
βμ2
κμ+ρ的一個函數(shù)的±I載波流；以及其中α，β和ρ為常數(shù)，而據(jù)說±R和±I載波流形成一個復(fù)數(shù)載波。
8．權(quán)利要求7所述的設(shè)備，其特征在于常數(shù)α，β，κ，和ρ分別為18，31，41和26。
9．一種產(chǎn)生一個復(fù)數(shù)載波的方法，其特征在于提供在一給定采樣速率上出現(xiàn)的復(fù)數(shù)值的一第一重復(fù)序列；
上行采樣該復(fù)數(shù)值到一更高的采樣率；
提供復(fù)數(shù)值的一第二重復(fù)序列，其中在所說第二重復(fù)序列中的各復(fù)數(shù)值出現(xiàn)在所說更高的采樣率上；以及
用復(fù)數(shù)值的所說第二重復(fù)序列調(diào)制復(fù)數(shù)值的上行采樣的所說第一序列以提供所說復(fù)數(shù)載波信號。
10．權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于提供一第一重復(fù)序列的步驟包括
在給定的頻率速率上提供一個時鐘信號；
提供一個常數(shù)值M；
在所說時鐘頻率累加值M模數(shù)K，以在所說時鐘頻率上產(chǎn)生連續(xù)的累加的值；
根據(jù)該連續(xù)的累加的值在所說時鐘頻率上形成連續(xù)的值μ和αμ(α乘μ)和極性信號；
其中上行采樣步驟包括
在所說時鐘頻率處理值μ和αμ以及極性信號，以產(chǎn)生相應(yīng)于一個為μ的多項式的格式的第一函數(shù)的±R載波流；
在所說時鐘頻率處理值μ和αμ以及極性信號，以產(chǎn)生相應(yīng)于一個為μ的多項式的格式的第二函數(shù)的±I載波流；以及其中所說±R和±I載波流形成一個復(fù)數(shù)載波。
11．權(quán)利要求10所述方法，其特征在于所說第一函數(shù)是格式
αμ3
βμ2
κμ+ρ，所說第二函數(shù)是格式±αμ3
βμ2
κμ+ρ；以及其中α，β，κ和ρ是常數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明的目的在于導(dǎo)出一個系統(tǒng)和方法,用于產(chǎn)生一個載波信號,以應(yīng)用于一個數(shù)字調(diào)制器。方法的一個示例性實施例包括提供在一給定采樣速率出現(xiàn)的值的多個重復(fù)序列(PMSB,PLSB,PMDSB,μ,18μ)。按多項式函數(shù)組合該多個重復(fù)序列(圖15),以形成代表一個復(fù)數(shù)載波的實的和虛的分量的第一和第二組合值(±R,±I)。
文檔編號H04B1/04GK1285685SQ0012603
公開日2001年2月28日 申請日期2000年8月24日 優(yōu)先權(quán)日1999年8月24日
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