本發(fā)明涉及微電子技術中時間交織模數(shù)轉換器(ADC)的采樣時間失配的校正方法。
背景技術：
：隨著對ADC性能要求的提高，解決速度與功耗之間的折衷問題變得越來越重要，而時間交織的方式，則是這一問題有效的解決方案。一個N通道時間交織模數(shù)轉換器的基本結構，如圖1所示，通過將N個工作頻率為fs/N的子模數(shù)轉換器并聯(lián)起來，整個模數(shù)轉換系統(tǒng)的工作頻率增大為fs。時間交織方式能夠最大地利用單通道的性能，同時提高整體的轉換速率，且能很好的兼顧功耗，但其性能也受到通道之間失配的影響，如采樣時間失配。采樣時間失配來源于TIADC的各通道ADC采樣時間相位間隔并不是嚴格的相等，所以交織后的數(shù)據中除了感興趣的信號之外，還有鏡像信號，鏡像信號的能量與輸入信號的頻率以及采樣時間相對失配量有關。采樣時間失配的校正通常會引入一個參考通道，參考通道的作用是為校正提供參考值，工作頻率為Nfs/(N+1)，其時序如圖2所示。由于參考通道和時間交織子通道采樣周期的相關性，參考通道的采樣時鐘能在對應時刻，依次與時間交織子通道的采樣時鐘對齊。在無采樣時間失配的情況下，參考通道在與時間交織子通道對應時刻下的輸出相同。傳統(tǒng)的校正技術利用參考通道和時間交織子通道的對應時刻輸出的差異進行一系列復雜的操作，才能得到失配誤差的準確值進行校正。而復雜的操作會引入乘法器，硬件開銷大，同時校正的頻率范圍也有限。技術實現(xiàn)要素：本發(fā)明提供了一種基于極值函數(shù)的采樣時間失配的校正方法，以消除時間交織模數(shù)轉換器的采樣時間失配，以保證轉換器的性能。本發(fā)明技術方案為一種基于極值函數(shù)的采樣時間失配校正方法，該方法包括：步驟1、根據參考通道和時間交織子模數(shù)轉換器對應的輸出，得到誤差估計值，構造極值函數(shù)；步驟2、根據極值函數(shù)的值變化，更新延時控制器的數(shù)字碼值，調節(jié)相應通道的采樣時鐘，使得極值函數(shù)向極小值方向收斂，實現(xiàn)時間失配的校正；然后對步驟1、2進行迭代，直至每個子通道的極值函數(shù)都收斂于極小值，且各子通道的調節(jié)時鐘延時將會等于各子通道的采樣時間失配，實現(xiàn)采樣時間失配的校正。具體的，所述步驟1的具體方法為：步驟1.1、時間交織模數(shù)轉換器對輸入信號進行正常轉換，得到延時控制器的數(shù)字碼值輸出；該輸出經過選擇器分為兩類，一類為非校正所需輸出；另一類為校正所需輸出，該校正所需輸出由N個時間交織的子通道輸出和N個參考通道輸出組成，其中1個時間交織的子通道輸出對應1個參考通道輸出，分別計為Dsub和Dref：Dsub[k]=(dsub1[k],...,dsubi[k],...,dsubN[k])Dref[k]=(dref1[k],...,drefi[k],...,drefN[k]),i∈[1,N]---(1)]]>其中，dsubi[k]表示第i個子通道在第k次的輸出，drefi[k]表示參考通道與第i個子通道在第k次對應時的輸出；步驟1.2、將N個時間交織的子通道和參考通道對應的輸出作差，差值計為E[k]:E[k]=Dsub[k]-Dref[k]=(e1[k],...,ei[k],...,eN[k])---(2)]]>其中ei[k]＝dsubi-drefi，表示第i個子通道和參考通道在第k次對應時輸出的差值；步驟1.3、將差值E取絕對值，得到誤差估計值，再累加求和，得到極值函數(shù)，計為B：B=Σj=1PE[j]=(b1,...,bi,...,bN)---(3)]]>其中，表示第i個子通道和參考通道對應時產生的輸出的差值的絕對值，累計P次之后的結果，該結果是時間失配的函數(shù)f(Δt)，且函數(shù)f(Δt)的極小值點為無采樣時間失配的狀態(tài)；j為(k-1)除以P的余數(shù)加1，P為單通道采樣點數(shù)。具體的，所述步驟2包括：步驟2.1、設置時鐘調節(jié)方向，計為S：S＝(s1,...,si,...,sN)(6)其中si，表示第i個子通道時鐘調節(jié)方向，始終為1或者-1；si＝1表示調節(jié)時鐘延時增加，si＝-1表示調節(jié)時鐘延時減少；初始狀態(tài)下，si＝1；步驟2.2、按照時鐘調節(jié)設置的方向，調節(jié)N個時間交織的子通道的時鐘延時，計為TtrimTtrim＝(ttrim1,...,ttrimi,...,ttrimN)(7)其中ttrimi＝si·μi，表示第i個子通道的時鐘按照時鐘設置的方向調節(jié)延時；μi為第i個子通道的時鐘延時調節(jié)步長，始終大于或等于0；初始狀態(tài)下，μi＝tmin，tmin為一個時間單位的調節(jié)步長；調節(jié)延時之后，得到新的極值函數(shù)值，計為B*：B*=(b1*,...,bi*,...,bN*)---(8)]]>其中表示第i個子通道的時鐘在調節(jié)延時之后的極值函數(shù)值；步驟2.3、比較和的大小，產生新的調節(jié)步長和調節(jié)方向μi*=tmin,bi≠bi+bi*20,bi=bi+bi*2---(9)]]>si*=-1·si,bi>bi+bi*2si,bi≤bi+bi*2---(10)]]>步驟2.4、根據新產生的調節(jié)步長和調節(jié)方向更新子通道的時鐘延時，計為Ttrim*=(ttrim1*,...,ttrimi*,...,ttrimN*)---(11)]]>其中具體的，本發(fā)明提供的校正方法中構造的極值函數(shù)，其極小值點就是無采樣時間失配的狀態(tài)；本發(fā)明提供的校正方法中向極小值方向收斂的方式，能夠實時更新收斂方向，保證始終向極小值方向收斂；由于子通道的校正都是獨立進行的，所以本發(fā)明提供的校正方法不受子通道數(shù)量的限制。本發(fā)明的有益效果是，能夠有效的消除時間交織轉換器中通道間的采樣時間失配，校正效果不受失調失配的影響；校正方法算法簡單，易于實現(xiàn)，且僅使用了加法、比較器和一位的乘法器，硬件開銷??；校正方法不受子通道數(shù)量的限制，通道數(shù)擴展性強。附圖說明圖1為傳統(tǒng)N通道時間交織模數(shù)轉換器的結構圖。圖2為引入參考通道的采樣時間校正的時序圖。圖3為本發(fā)明提供的采樣時間失配的校正方法的流程示意圖。圖4為本發(fā)明構造的極值函數(shù)與采樣時間失配的校正環(huán)路。圖5為本發(fā)明構造的極值函數(shù)與采樣時間失配的關系圖。圖6為本發(fā)明提出的極值函數(shù)向極小值方向收斂的示意圖。圖7為各通道采樣失配時間的收斂仿真圖。圖8為校正前的頻譜圖。圖9為校正后的頻譜圖。具體實施方式以下結合附圖及實施例的具體實施方式，對本發(fā)明的上述內容再作進一步的詳細說明。但不應將此理解為本發(fā)明上述主題的范圍僅限于以下的實例。在不脫離本發(fā)明上述技術思想情況下，根據本領域普通技術知識和慣用手段做出的各種替換或變更，均應包括在本發(fā)明的范圍內。本發(fā)明針對時間交織模數(shù)轉換器中通道間的采樣時間失配問題，提供了一種有效的校正方法，如圖3。首先，引入一個參考通道，參考通道的采樣時鐘依次與時間交織的子通道對齊；然后，參考通道和子通道正常進行量化過程，篩選出參考通道的采樣時鐘與子通道時鐘對齊時刻的輸出作為校正所需的數(shù)據；然后，將篩選出來的數(shù)據對應相減，求絕對值，并累加求和，得到一個關于采樣時間失配的極值函數(shù)，且該函數(shù)的極小值點為無采樣時間失配的狀態(tài)；然后，按照極值函數(shù)的函數(shù)值的變化，調節(jié)對應子通道的時鐘延時，使極小值函數(shù)向極小值點方向收斂；最后進過數(shù)次迭代的過程，極值函數(shù)收斂于極小值點，采樣時間失配得到校正。實施例：為了更好的闡述和理解本發(fā)明的思想，以四通道時間交織模數(shù)轉換器為例，校正環(huán)路如圖4所示。設輸入信號的頻率為fin的余弦波信號，四個子通道的采樣時間失配分別為(Δt1,Δt2,Δt3,Δt4)，子通道的采樣周期為ts，第i個子通道與參考通道對應采樣時刻的輸出分別為：yi=cos(2πfint+2πfinΔti)yref=cos(2πfint),i∈[1,N]---(12)]]>將第i個子通道與參考通道對應采樣時刻的輸出作差，得到ei＝y(tǒng)i-yref(13)將上述差值取絕對值可得：|ei|=|cos(2πfint+2πfinΔti)-cos(2πfint)|=2|sin(2πfint+2πfinΔti)sin(πfinΔti)|=2|sin(2πfint+πfinΔti)|·|sin(πfinΔti)|---(14)]]>由于πfinΔti＜＜1，所以上式可以近似為：|ei|≈2πfin|sin(2πfint+πfinΔti)|·|Δti|(15)將差值累加求和之后，可得到極值函數(shù)：bi=Σ|ei|=|Δti|·Σ2πfin|sin(2πfint+πfinΔti)|---(16)]]>對于穩(wěn)定的輸入信號，∑2πfin|sin(2πfint+πfinΔti)|趨于常數(shù)，所以，上式可以近似為：bi=Σ|ei|=C1·|Δti|---(17)]]>由上式可以看出，bi是關于采樣時間失配Δti的函數(shù)，且當Δti＝0時，函數(shù)取得極小值，如圖5所示。根據預設的調節(jié)方向si＝1和步長μi＝tmin可得，第i個子通道的時鐘調節(jié)延時ttrimi為：ttrimi＝si·ui＝tmin(18)所以第i個子通道的殘留采樣時間失配Δtresi為：Δtresi＝Δti-ttrimi＝Δti-tmin(19)則再次將第i個子通道和參考通道對應的輸出作差、取絕對值、累加求和之后，得到新的極值函數(shù)的值bi*=C1·|Δti-tmin|---(20)]]>比較和的大小，按照公式9和公式10，產生新的調節(jié)步長和調節(jié)方向如圖6所示，得到新的時鐘調節(jié)延時ttrimi*=tmin+si*·μi*---(21)]]>經過有限次迭代之后，最終的殘留采樣時間失配為：|Δtresi*|≤tmin---(22)]]>即最終的殘留誤差時間失配收斂于一個時間單位的調節(jié)步長以內，若一個時間單位的調節(jié)步長無限小，則最終的殘留采樣時間失配會收斂于0，極值函數(shù)則會收斂于極小值，此狀態(tài)就是無采樣時間失配的狀態(tài)。為了驗證該數(shù)字校正算法，利用Matlab軟件搭建了行為級模型。利用高斯分布(μ＝0，σ＝0.01ts)，輸入信號的頻率為fin＝0.48fs，設置四通道采樣時間失配依次為6.12ps，-1.67ps，-3.43ps和-0.60ps。如圖7所示，為四個通道采樣失配時間的收斂過程。在初始時刻，各通道具有最大的失配量，隨著校正的進行，失配逐漸減小，最終趨于零。如圖8及圖9所示，分別為校正前后的時間交織模數(shù)轉換器的頻譜圖。如圖8所示，校正之前，由于采樣時間失配的影響，在第一奈奎斯特區(qū)的0.02fs、0.23fs和0.27fs的頻率處會出現(xiàn)雜散；校正后上述頻點處的雜散被完全抑制，如圖9所示。綜上所述，本發(fā)明能有效校正采樣失配誤差，改善系統(tǒng)系統(tǒng)性能。以上實例僅為本發(fā)明的優(yōu)選例子，本發(fā)明的使用并不局限于該實例，凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。當前第1頁1 2 3