本發(fā)明涉及適用于無(wú)線通信的大功率射頻功率放大器(RF-PAs)，尤其涉及一個(gè)使用混合數(shù)字/模擬RF架構(gòu)的預(yù)驅(qū)動(dòng)器部件，該混合數(shù)字/模擬RF架構(gòu)包括一重新同步數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器以驅(qū)動(dòng)高效大功率輸出級(jí)。

背景技術(shù)：
在本領(lǐng)域幾種類(lèi)型射頻功率放大器(RF-PA)發(fā)射鏈路是熟知的。基于模擬的鏈通常通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理(DSP)執(zhí)行基帶和中頻信號(hào)，然后在中頻(IF)通過(guò)精確的高速度高分辨率的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DACs)過(guò)渡到模擬域。在IF濾波，正交增頻轉(zhuǎn)換到期望的載波頻率，并且功率放大完成該鏈。這種類(lèi)型的模擬放大器鏈對(duì)任意輸出功率等級(jí)享有可延長(zhǎng)性的優(yōu)勢(shì)，尤其在最終的大功率級(jí)，使這種類(lèi)型的預(yù)驅(qū)動(dòng)器適合驅(qū)動(dòng)應(yīng)用于無(wú)線基站的大功率放大器(HPAs)，比如，Doherty大功率放大器。然而，多重低抖動(dòng)、低相位噪音合成器和功能塊的必要條件使同相和正交(I和Q)不匹配的調(diào)零設(shè)計(jì)和要求復(fù)雜化。S-類(lèi)(Class-S)數(shù)字放大器在那些應(yīng)用于開(kāi)關(guān)模式的D-類(lèi)(Class-D)視頻放大器中使用類(lèi)似技術(shù)。S-類(lèi)放大器具有將驅(qū)動(dòng)功能的主要部分遷移至數(shù)據(jù)域的優(yōu)勢(shì)，數(shù)據(jù)域的超大規(guī)模集成(VLSI)技術(shù)降低芯片數(shù)量和消除模擬電路的偏移和漂移特性。然而，涉及到的高開(kāi)關(guān)頻率與輸出設(shè)備的非理想因素相結(jié)合，降低效率和引入光譜扭曲，是載波頻率的四倍。由于大量的必需設(shè)備和更高的寄生功率損耗，這些效應(yīng)隨著功率輸出的上升而增大。因此，依然需要適用于驅(qū)動(dòng)用于無(wú)線通信的大功率RF-PAs的改良預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路。尤其需要使應(yīng)用可延長(zhǎng)性數(shù)字設(shè)計(jì)的S-類(lèi)的VLSI集成優(yōu)點(diǎn)和模擬設(shè)計(jì)的任意輸出功率等級(jí)特性相結(jié)合的預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路架構(gòu)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
本發(fā)明涉及RF-PA預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路，使用包括重新同步數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器的混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)以驅(qū)動(dòng)用于無(wú)線通信的有效的高功率輸出級(jí)。該混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)保持了傳統(tǒng)的S-類(lèi)架構(gòu)中高數(shù)字內(nèi)容集成的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)放松了輸出晶體管和比特流發(fā)生器的性能要求。目標(biāo)預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路結(jié)合了使用可延長(zhǎng)性的S-類(lèi)數(shù)字設(shè)計(jì)的VLSI集成優(yōu)勢(shì)與模擬設(shè)計(jì)的任意輸出功率等級(jí)特性。因此，該混合模擬/數(shù)字預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路非常適合與標(biāo)準(zhǔn)模擬大功率發(fā)生器一起用于無(wú)線通信系統(tǒng)。包裝整個(gè)RF-PA部件是容易的，因?yàn)閭鹘y(tǒng)的通頻帶RF匹配技術(shù)可以被用于除了RF-DAC集成電路的信號(hào)為數(shù)字的任何地方。帶通濾波器在低功率等級(jí)下被執(zhí)行，從而降低后置-DAC增益級(jí)的帶外比特流噪聲和放松互調(diào)要求。進(jìn)一步的，比特流發(fā)生器的全方位的穩(wěn)定性的需要被放松，因?yàn)榈捅忍亓髡{(diào)制深度可以隨著DAC中增強(qiáng)的增益和后來(lái)的增益級(jí)被補(bǔ)償。另外，混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)可以延伸數(shù)字RF技術(shù)到任意高發(fā)射功率等級(jí)和任意高載波頻率，該高發(fā)射功率等級(jí)和高載波頻率中，傳統(tǒng)的S-類(lèi)超諧波輸出設(shè)備以載波頻率的倍數(shù)切換是不可能的。由于移動(dòng)到數(shù)字域的大部分信號(hào)的遷移，效率很大程度上依靠為大功率輸出級(jí)選擇的結(jié)構(gòu)。上述的概括說(shuō)明和以下的詳細(xì)說(shuō)明都應(yīng)該被理解為是該發(fā)明的典型例子和起解釋作用的例子，并不能限制本發(fā)明。包含在說(shuō)明書(shū)內(nèi)并組成說(shuō)明書(shū)的一部分的圖示，闡述了該發(fā)明的具體實(shí)施例，并和概括說(shuō)明共同解釋該發(fā)明的原料。附圖簡(jiǎn)要說(shuō)明通過(guò)參考下列附圖，本領(lǐng)域技術(shù)人員可更好地理解本發(fā)明的多個(gè)特點(diǎn)：圖1是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)大功率放大器的原理圖；圖2是混合模擬/數(shù)字RF放大器系統(tǒng)的可選擇實(shí)施例的原理圖；圖3是混合模擬/數(shù)字RF放大器系統(tǒng)的第一個(gè)實(shí)施例的重新同步DAC的框圖；圖4是混合模擬/數(shù)字RF放大器系統(tǒng)的第一個(gè)實(shí)施例的重新同步DAC的原理圖；圖5A是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器中輸入比特流的頻譜的曲線圖；圖5B是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器中輸入比特流的頻譜的放大部分的曲線；圖6A是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器中輸出比特流的頻譜的曲線圖；圖6B是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器中輸出比特流的頻譜的放大部分的曲線；圖7是混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)的HPA的時(shí)間域內(nèi)的輸出RF信號(hào)的曲線圖。具體實(shí)施方式普通的射頻功率放大器(RF-PA)發(fā)射鏈路利用直接轉(zhuǎn)換，其中，中頻(IF)同相和正交信號(hào)(I和Q)通過(guò)結(jié)合多種基帶I和Q信道數(shù)位合成并上傳結(jié)果到IF。單獨(dú)的高分辨率數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DACs)將I和Q轉(zhuǎn)換成模擬形式，這就是帶通濾波(BPF)，DAC單元的上采樣和前置篩選可以輔助該過(guò)程。通過(guò)混合載波頻率正交-上轉(zhuǎn)換該結(jié)果并應(yīng)用于驅(qū)動(dòng)RF-PA。除了相當(dāng)數(shù)量的精密模擬組件外，該方法需要兩個(gè)光譜純的合成器。信道間的I和Q不匹配使不間斷的再校準(zhǔn)成為必需。另外，數(shù)字預(yù)失真(DPD)和波峰因素壓縮(CFR)處理通常被應(yīng)用于數(shù)字域，用來(lái)補(bǔ)償RF-PA非線性，降低必需的RF-PA動(dòng)態(tài)范圍以及提高系統(tǒng)效率。S-類(lèi)數(shù)字PF-PA是在二進(jìn)制方式中應(yīng)用頻譜可塑比特流以轉(zhuǎn)換輸出級(jí)的另一種方法。在運(yùn)行中，比特流發(fā)生器，比如積分三角(sigma-delta)調(diào)制器或基于維比特的最優(yōu)化位模式調(diào)制器，將輸入基帶數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)編碼成數(shù)字脈沖流，在數(shù)字脈沖流中，攜帶信息的基帶信號(hào)被頻率轉(zhuǎn)換為期望的載波頻率。同時(shí)，編碼過(guò)程形成了量化噪聲，確保在載波頻率附近大大的衰減以及移除傳輸頻帶。目標(biāo)比特流通過(guò)水平移位門(mén)驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)推挽式開(kāi)關(guān)類(lèi)末級(jí)的門(mén)。末級(jí)的輸出經(jīng)過(guò)帶通濾波器(BRF)恢復(fù)調(diào)制射頻信號(hào)以及消除帶外量化噪聲。傳統(tǒng)的S-類(lèi)射頻功率放大器雖然理論上可以達(dá)到100％的效率，但是也有一些缺點(diǎn)。在載波頻率的超諧解狀態(tài)下，在脈沖模式下操作輸出晶體管，這需要在開(kāi)和關(guān)兩個(gè)狀態(tài)中快速轉(zhuǎn)換，以將失真和效率損失最小化。晶體管開(kāi)關(guān)時(shí)間比常規(guī)線性或在載波頻率下操作的ClassE/F方案的要求更緊迫，大功率使大的設(shè)備區(qū)成為必要條件，因此增加雜散電容和衰減上升時(shí)間。比如，在一個(gè)2GHz頻帶系統(tǒng)，帶通比特流的基波輸出時(shí)間可能為1/(4x2GHz)＝125ps；并且需要<<125ps的漏極電流渡越時(shí)間。細(xì)分采樣率從4x降低到2x，大約是3dB(sinx)/x的衰減損失和相應(yīng)的功率損失。大功率BRF需要排除帶外噪音，并且引入損耗。發(fā)射-接收饋通注意事項(xiàng)要求BPF接近功率切換級(jí)。另外，因?yàn)樵诿}沖狀態(tài)下操作S-類(lèi)射頻功率放大器，所以所有在BPF之前的信號(hào)路徑必須是寬頻帶的，排除窄頻帶RF匹配技術(shù)，并且需要單片式微波集成電路(MMIC)混合封裝結(jié)構(gòu)緊湊。對(duì)于高RF-PA功率，比特流發(fā)生器必須在它的幾乎所有范圍內(nèi)給出可以接受的信噪失真比(SNDR)(也就是，輸出全關(guān)到輸出全開(kāi)范圍)。大多數(shù)的單一積分三角(sigma-delta)調(diào)節(jié)器的穩(wěn)定邊界使用先進(jìn)技術(shù)可以超出50％，但是取得這一結(jié)果同時(shí)保留合適的SNDR仍然是難以實(shí)現(xiàn)的。本發(fā)明通過(guò)應(yīng)用使用混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)的RF-PA驅(qū)動(dòng)電路克服了先前的RF-PA驅(qū)動(dòng)電路的缺點(diǎn)，混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)包括適合驅(qū)動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)HPA輸出設(shè)備的重新同步的數(shù)模轉(zhuǎn)換器。該混合模擬/數(shù)字RF架構(gòu)保持了傳統(tǒng)的S-類(lèi)架構(gòu)中高數(shù)字內(nèi)容集成的優(yōu)勢(shì)，放松了輸出晶體管和比特流發(fā)生器的性能要求。目標(biāo)驅(qū)動(dòng)電路使使用可延長(zhǎng)性的S-類(lèi)數(shù)字設(shè)計(jì)的VLSI集成優(yōu)勢(shì)與模擬設(shè)計(jì)的任意輸出功率等級(jí)特性相結(jié)合。因此，該混合模擬/數(shù)字預(yù)驅(qū)動(dòng)器電路非常適合與標(biāo)準(zhǔn)模擬大功率發(fā)生器一起用于無(wú)線通信系統(tǒng)。圖1是包含混合模擬/數(shù)字RF預(yù)驅(qū)動(dòng)器12驅(qū)動(dòng)大功率放大器(HPA)14的RF-PA系統(tǒng)10的原理圖。比特流發(fā)生器20在基本時(shí)鐘頻率下操作，將載有信息的基帶I和Q數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)16編碼成期望的載波頻率18以產(chǎn)生比特流21。比特流發(fā)生器時(shí)鐘頻率是期望的載波頻率(KxFcarrier)的典型的諧波，比如四倍于期望的載波頻率18。比特流發(fā)生器20以聚合同相和正交(I和Q)基帶信號(hào)16的形式接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)16，正交(I和Q)基帶信號(hào)16通過(guò)頻率將獨(dú)立基帶I和Q信道轉(zhuǎn)換成并列的基帶而生成。波峰因素壓縮(CFR)處理器15和數(shù)字預(yù)失真(DPD)處理器17在聚合的I和Q基帶信號(hào)16被傳輸至比特流發(fā)生器20之前可以被應(yīng)用于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)16。CFR和DPD處理器的任務(wù)主要是減少預(yù)驅(qū)動(dòng)器12所需的動(dòng)態(tài)范圍以及調(diào)整非線性和減少輸出HPA14的頻譜再生。應(yīng)該注意到CFR處理器15和/或DPD處理器17可以被嵌入到比特流發(fā)生器20的判定機(jī)構(gòu)內(nèi)。輸入比特流21被傳到重新同步數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)24，最好是以低電壓差動(dòng)傳輸模式正電壓射極耦合邏輯(PECL)格式。雖然在該具體實(shí)例中示出的是單位串行路徑，但也可以在比特流發(fā)生器20的還原序列化和重新同步DAC的序列化的幫助下采用并行傳送。由于邏輯復(fù)雜性，比特流發(fā)生器20最好在高密度數(shù)字CMOS下，使用內(nèi)部時(shí)鐘發(fā)生器實(shí)現(xiàn)。同樣的，振蕩器是常見(jiàn)的環(huán)形或采用低Q電抗元件，它們的相位噪聲性能會(huì)不足以提供控制接口。為此，并且為消除在進(jìn)入到DAC24的比特流路徑中產(chǎn)生的傳播不對(duì)稱(chēng)，提供了重新定時(shí)觸發(fā)器作為DAC的一部分以使用由低抖動(dòng)、低相噪主時(shí)鐘振蕩器26產(chǎn)生的主時(shí)鐘信號(hào)25重新同步輸入比特流21，低抖動(dòng)、低相噪主時(shí)鐘振蕩器在流采樣率下操作，流采樣率典型的四倍于期望的載波頻率。由于DAC24對(duì)總效率僅有微小的貢獻(xiàn)，不能獲得全部比特流調(diào)制深度的DAC可以在接下來(lái)的低水平級(jí)中通過(guò)增加的增益來(lái)補(bǔ)償。DAC24最好是在最低程度損壞信號(hào)的高速SiGeBiCMOS工藝中組裝。因?yàn)镈PD必須校正頻率達(dá)到發(fā)送信號(hào)的三分之一/五分之一諧波，從DAC24到輸出HPA14的帶寬應(yīng)該是信息頻寬的三到五倍。從重新同步的DAC24中輸出的重新定時(shí)的比特流信號(hào)27通過(guò)BPF28帶通過(guò)濾。雖然BPF在該具體實(shí)施例中是一離散網(wǎng)絡(luò)，它也可以作為傳輸線、電子聲波過(guò)濾器或任何其他合適的BPF技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)。反過(guò)來(lái),為功率級(jí)標(biāo)高所要求的驅(qū)動(dòng)最終輸出大功率發(fā)生器14超過(guò)20dBmW范圍到40dBmW的期望的功率級(jí)，從BPF28輸出的過(guò)濾后的比特流信號(hào)29被應(yīng)用于中功率可變?cè)鲆娣糯笃?MPAVGA)30。BPF28被盡可能早的放入信號(hào)鏈路，以阻止在隨后放大級(jí)中比特流帶外噪聲產(chǎn)生互調(diào)失真。輸出HPA14可以是典型的多爾蒂(Doherty)類(lèi)型，多爾蒂類(lèi)型是在2GHz條件下操作，在CFR降低的多載波信號(hào)的大約6.5dB波峰因素下產(chǎn)生45％-60％效率且具有大于17dB的功率增益。在功率補(bǔ)償下選擇多路徑多爾蒂設(shè)計(jì)來(lái)提高效率?？梢圆捎酶郊覯PA級(jí)和增強(qiáng)的HPA功率來(lái)提升任意水平的輸出功率?？梢允褂闷胀↙DMOS或GaN設(shè)備來(lái)構(gòu)建HPA14；不需要其他的對(duì)設(shè)備的特殊要求。應(yīng)該注意...