本發(fā)明涉及供電技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種功率因數(shù)校正（Power Factor Correction，PFC）電路。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)AC（交流）/DC（直流）電源變換器的前級輸入普遍采用全橋二極管不控整流方式和高壓大濾波電容，以得到平穩(wěn)的直流電壓。雖然不控整流電路簡單可靠，但由于濾波電容會導(dǎo)致諧波電流干擾，而使輸入端的交流電壓和電流均發(fā)生畸變，導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)只有0.6左右，從而影響了電網(wǎng)的正常工作，因此需要設(shè)置功率因數(shù)校正(PFC)電路。在單相PFC電路中，因?yàn)锽oost（開關(guān)直流）電路結(jié)構(gòu)簡單，易控制，變換效率高等特點(diǎn)，所以應(yīng)用廣泛。

然而，在大功率場合，影響電路效率的因素有：1）由于所有半導(dǎo)體器件均工作于硬開關(guān)方式，因此開關(guān)損耗大；特別是當(dāng)其工作在電感電流連續(xù)（CCM）狀態(tài)時，續(xù)流二極管的硬開關(guān)存在著反向恢復(fù)問題。隨著輸出電壓與開關(guān)頻率的提高，反向恢復(fù)電流造成的損耗變大，同時電磁噪聲也非常嚴(yán)重；2）任一時刻，總有3個半導(dǎo)體器件導(dǎo)通，電源通態(tài)損耗大。

具體如圖1所示現(xiàn)有的功率因數(shù)校正電路圖，圖中去掉二極管(a1,a2)，電感(Ln1，Ln2)均采用單一電感為傳統(tǒng)Boost PFC電路，電路中無論是正半周還是負(fù)半周，輸出功率都是通過整流橋與輸入母線相連，由于電感的特殊位置，將產(chǎn)生很高的共模干擾，從而降低輸出功率因數(shù)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有的功率因數(shù)校正電路存在的上述問題，現(xiàn)提供一種旨在實(shí)現(xiàn)提高功率校正因數(shù)的功率因數(shù)校正電路。

具體技術(shù)方案如下：

一種功率因數(shù)校正電路，包括：

一整流電路，用以將交流電壓轉(zhuǎn)化為直流電壓，所述整流電路包括一第一輸出端、一第二輸出端和一第三輸出端；

一升壓變換電路，用以將所述直流電壓升壓并輸出，升壓變換電路包括一第一輸入端、一第二輸入端和一第四輸出端，所述升壓變換電路的所述第四輸出端連接所述整流電路的所述第一輸出端，所述第一輸入端連接所述第二輸出端，所述第二輸入端連接所述第三輸出端；

一負(fù)載電路，串聯(lián)于所述整流電路的所述第一輸出端和所述第三輸出端之間；

所述升壓變換電路包括：

一鐵芯電感，所述鐵芯電感的一端形成所述升壓變換電路的所述第一輸入端；

一第一電容，與所述鐵芯電感并聯(lián)；

一第三二極管，所述第三二極管的陽極連接所述鐵芯電感的另一端，所述第三二極管的陰極連接所述第一電容；

一第一開關(guān)管，所述第一開關(guān)管的第三輸入端連接所述鐵芯電感的另一端，所述第一開關(guān)管的第五輸出端形成所述升壓變換電路的所述第二輸入端；

一第四二極管，所述第四二極管的陽極連接所述第三二極管的陰極，所述第四二極管的陰極形成所述升壓變換電路的所述第四輸出端。

優(yōu)選的，所述整流電路包括：

一耦合電感，所述耦合電感的第一電感的一端連接所述交流電源的第六輸出端，所述耦合電感的第二電感的一端連接所述交流電源的第七輸出端；

一第五二極管，所述第五二極管的陽極連接所述第一電感的另一端；

一第六二極管，所述第六二極管的陽極連接所述第二電感的另一端，所述第六二極管的陰極與所述第五二極管的陰極連接，并共同形成所述整流電路的所述第一輸出端；

一第一二極管，所述第一二極管的陽極連接所述第五二極管的陽極；

一第二二極管，所述第二二極管的陽極連接所述第六二極管的陽極，所述第二二極管的陰極與所述第一二極管的陰極連接共同形成所述整流電路的所述第二輸出端；

一第二開關(guān)管，所述第二開關(guān)管的第三輸入端與所述第五二極管的陽極連接，所述第二開關(guān)管的第八輸出端連接所述交流電源的所述第六輸出端；

一第三開關(guān)管，所述第三開關(guān)管的第四輸入端與所述第六二極管的陽極連接，所述第三開關(guān)管的第九輸出端同時與第二開關(guān)管的所述第八輸出端和所述交流電源的所述第七輸出端及所述第六輸出端連接并共同形成所述整流電路的所述第三輸出端。

優(yōu)選的，所述整流電路還包括：

一第二電容，所述第二電容并聯(lián)于所述第二開關(guān)管的所述第三輸入端和所述第八輸出端之間；

一第三電容，所述第三電容并聯(lián)于所述第三開關(guān)管的所述第四輸入端和所述第九輸出端之間。

優(yōu)選的，所述整流電路還包括：

一第七二極管，所述第七二極管的陽極連接所述第二開關(guān)管的所述第八輸出端，所述第七二極管的陰極連接所述交流電源的所述第六輸出端；

一第八二極管，所述第八二極管的陽極連接所述第七二極管的陽極，所述第八二極管的陰極連接所述交流電源的所述第七輸出端。

優(yōu)選的，所述耦合電感為同端耦合電感。

優(yōu)選的，所述整流電路的所述第一輸出端和所述第三輸出端之間串聯(lián)一第四電容；

所述負(fù)載電路包括：

一電阻，與所述第四電容并聯(lián)。

優(yōu)選的，所述升壓變換電路還包括一驅(qū)動電路，所述驅(qū)動電路采用圖騰柱驅(qū)動電路。

優(yōu)選的，所述第一開關(guān)管采用PMOS晶體管，所述PMOS晶體管的源極形成所述第一開關(guān)管的所述第五輸出端，所述PMOS晶體管的漏極形成所述第一開關(guān)管的所述第三輸入端。

優(yōu)選的，所述第二開關(guān)管采用NMOS晶體管，所述NMOS晶體管的源極形成所述第二開關(guān)管的所述第八輸出端，所述NMOS晶體管的漏極形成所述第二開關(guān)管的所述第三輸入端。

優(yōu)選的，所述第三開關(guān)管采用NMOS晶體管，所述NMOS晶體管的源極形成所述第三開關(guān)管的所述第九輸出端，所述NMOS晶體管的漏極形成所述第三開關(guān)管的所述第四輸入端。

上述技術(shù)方案的有益效果：

本技術(shù)方案，通過采用升壓變換電路在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時，提高了工作效率，使功率因數(shù)值達(dá)到99%以上。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有的功率因數(shù)校正電路圖；

圖2為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路的一種實(shí)施例的電路圖；

圖3為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)1時的電路圖；

圖4為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)2時的電路圖；

圖5為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)3時的電路圖；

圖6為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)4時的電路圖；

圖7為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)5時的電路圖；

圖8為本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路工作在模態(tài)6時的電路圖；

圖9為驅(qū)動電路圖；

圖10為第一開關(guān)管的驅(qū)動電路時序圖；

圖11為第二開關(guān)管與第一開關(guān)的驅(qū)動波形圖；

圖12為集成電感的模型圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

需要說明的是，在不沖突的情況下，本發(fā)明中的實(shí)施例及實(shí)施例中的特征可以相互組合。

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對本發(fā)明作進(jìn)一步說明，但不作為本發(fā)明的限定。

本發(fā)明基于如下發(fā)現(xiàn)：

如圖1所示現(xiàn)有的功率因數(shù)校正電路是一種雙二極管式無橋Boost PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電感（Ln1，Ln2）為分立電感元件，采用分離電感可以降低EMI（Electro Magnetic Interference，電磁干擾）。為了減小PFC電路的共模噪聲二極管的陰極與電源側(cè)直接相連，在工作過程中輸出端通過二極管（a1，a2）與輸入電源建立聯(lián)系，因此該電路結(jié)構(gòu)能有效降低共模干擾。并且兩個獨(dú)立電感增加電源體積，每一個電感工作半個周期降低磁芯利用率。然而電路中的電感結(jié)構(gòu)導(dǎo)致大功率開關(guān)電源其體積和重量通常會占整個電路的10-20%，增加了整個電路的體積及重量。

在脈沖寬度調(diào)制變換器中，提高開關(guān)頻率可以有效減小磁元件的尺寸。改善功率密度，但同時也會引起開關(guān)損耗、開關(guān)應(yīng)力以及電磁干擾的增加。無橋Boost PFC變換器工作在電流連續(xù)模式時，在主開關(guān)開通、二極管中的電流向主開關(guān)換流的過程中，由于二極管的自身特性，二極管的電流到零后，還要流過一個反向恢復(fù)電流才會截止，二極管的反向恢復(fù)會在主開關(guān)上引起很大的開關(guān)損耗。并且在短暫的反向恢復(fù)時間內(nèi)，電路中電流的變化率非常大，過高的di/dt會引起嚴(yán)重的電磁干擾問題。兩支路的主開關(guān)仍然處于硬開關(guān)狀態(tài)，存在嚴(yán)重的二極管反向恢復(fù)問題。

基于上述問題，本發(fā)明旨在提供一種在大電流、高功率的場合，進(jìn)一步減小開關(guān)損耗、降低EMI干擾，無橋并聯(lián)Boost變換器中引入軟開關(guān)技術(shù)，從而可進(jìn)一步提高變換器的效率的功率因數(shù)校正電路。

如圖2-11所示，一種功率因數(shù)校正電路，包括：

一整流電路1，用以將交流電壓轉(zhuǎn)化為直流電壓，所述整流電路1包括一第一輸出端、一第二輸出端和一第三輸出端；

一升壓變換電路2，用以將所述直流電壓升壓并輸出，升壓變換電路包括一第一輸入端、一第二輸入端和一第四輸出端，所述升壓變換電路2的所述第四輸出端連接所述整流電路1的所述第一輸出端，所述第一輸入端連接所述第二輸出端，所述第二輸入端連接所述第三輸出端；

一負(fù)載電路3，串聯(lián)于整流電路1的第一輸出端和第三輸出端之間；

升壓變換電路2包括：

一鐵芯電感Lr，鐵芯電感Lr的一端形成所述升壓變換電路2的所述第一輸入端；

一第一電容Cr，與鐵芯電感Lr并聯(lián)；

一第三二極管VD7，第三二極管VD7的陽極連接鐵芯電感Lr的另一端，第三二極管VD7的陰極連接第一電容Cr；

一第一開關(guān)管VSa，第一開關(guān)管VSa的第三輸入端連接鐵芯電感Lr的另一端，第一開關(guān)管VSa的第五輸出端形成升壓變換電路2的第二輸入端；

一第四二極管VD8，第四二極管VD8的陽極連接第三二極管VD7的陰極，第四二極管VD8的陰極形成升壓變換電路2的第四輸出端。

進(jìn)一步地，鐵芯電感Lr即為諧振電感，第一電容Cr為諧振電容，第一開關(guān)管VSa為零電流開通，零電壓關(guān)斷。

在本實(shí)施例中，通過采用升壓變換電路2在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時，提高了工作效率，使功率因數(shù)值達(dá)到99%以上，效率可以提高1%。升壓變換電路2即諧振回路由第一開關(guān)管VSa、第一二極管VD5、第二二極管VD6、第三二極管VD7、第四二極管VD8、鐵芯電感Lr、第一電容Cr構(gòu)成，用以控制整流電路1的第二開關(guān)管VSm1、第五二極管VD1，或第三開關(guān)管VSm2、第六二極管VD2的軟開關(guān)。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，整流電路1包括：

一耦合電感，所述耦合電感的第一電感Lm1的一端連接交流電源AC的第六輸出端，所述耦合電感的第二電感Lm2的一端連接所述交流電源AC的第七輸出端；

一第五二極管VD1，第五二極管VD1的陽極連接第一電感Lm1的一端；

一第六二極管VD2，第六二極管VD2的陽極連接第二電感Lm2的另一端，第六二極管VD2的陰極與第五二極管VD1的陰極連接，并共同形成整流電路1的第一輸出端；

一第一二極管VD5，第一二極管VD5的陽極連接第五二極管VD1的陽極；

一第二二極管VD6，第二二極管VD6的陽極連接第六二極管VD2的陽極，第二二極管VD6的陰極與第一二極管VD5的陰極連接共同形成整流電路1的第二輸出端；

一第二開關(guān)管VSm1，第二開關(guān)管VSm1的第三輸入端與第五二極管VD1的陽極連接，第二開關(guān)管VSm1的第八輸出端連接交流電源的第六輸出端；

一第三開關(guān)管VSm2，第三開關(guān)管VSm2的第四輸入端與第六二極管VD2的陽極連接，第三開關(guān)管VSm2的第九輸出端同時與第二開關(guān)管VSm1的第八輸出端和交流電源的第七輸出端及第六輸出端連接并共同形成整流電路1的第三輸出端。

進(jìn)一步地，耦合電感為同端耦合電感。

在本實(shí)施例中，同端耦合電感采用電感集成技術(shù)，電感采用EE型如圖12所示。主電感繞在變壓器的兩個邊柱上，諧振電感繞在中間柱上，電感耦合系數(shù)為0.4。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，整流電路1還包括：

一第二電容C1，第二電容C1并聯(lián)于第二開關(guān)管VSm1的第三輸入端和第八輸出端之間；

一第三電容C2，第三電容C2并聯(lián)于第三開關(guān)管VSm2的第四輸入端和第九輸出端之間。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，整流電路1還包括：

一第七二極管VD3，第七二極管VD3的陽極連接第二開關(guān)管VSm1的第八輸出端，第七二極管VD3的陰極連接交流電源的第六輸出端；

一第八二極管VD4，第八二極管VD4的陽極連接第七二極管VD3的陽極，第八二極管VD4的陰極連接交流電源的第七輸出端。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，整流電路1的所述第一輸出端和所述第三輸出端之間串聯(lián)一第四電容Co；

負(fù)載電路3包括：

一電阻R0，與第四電容Co并聯(lián)。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，升壓變換電路2還包括一驅(qū)動電路，驅(qū)動電路采用圖騰柱驅(qū)動電路。

單周期控制是一種新穎控制策略，策略省去了使用較為繁瑣的乘法器，同時，該方法具有控制與調(diào)制的雙重功能，通過復(fù)位積分器、RS觸發(fā)器、比較器、PI調(diào)節(jié)器、時鐘信號發(fā)生器和驅(qū)動放大電路達(dá)到跟蹤指令信號的目的；其穩(wěn)態(tài)誤差也可以在一個周期內(nèi)自動消除，而且前一個周期的誤差不會帶到下一周期里面。本電路的第二開關(guān)管VSm1和第三開關(guān)管VSm2均采用IR1155S單周期控制芯片。第一開關(guān)管VSa控制電路如圖9所示，555定時器是下降沿觸發(fā)，IR1155S單周期控制芯片輸出電壓需要方向，經(jīng)過三極管Q1反向作為555定時器單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)脈沖，延遲時間由電阻R1和第五電容C3確定。555定時器輸出脈沖經(jīng)過第二三極管Q2管反向后作為第一開關(guān)管VSa的驅(qū)動脈沖，第一開關(guān)管VSa采用圖騰柱驅(qū)動。該驅(qū)動電路簡單，采用的元件少。脈沖反向采用一個三極管可以節(jié)約成本。驅(qū)動采用圖騰柱也比較簡單。

圖10中VSm1表示IR1155S單周期控制芯片輸出脈沖，t表示555定時器t端脈沖，Vo為555定時器輸出脈沖，脈沖寬度為1.1R2C3，圖11表示第二開關(guān)管VSm1與第一開關(guān)VSa的驅(qū)動波形圖。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，第一開關(guān)管VSa采用PMOS晶體管，PMOS晶體管的源極形成第一開關(guān)管VSa的第五輸出端，PMOS晶體管的漏極形成第一開關(guān)管VSa的第三輸入端。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，第二開關(guān)管VSm1采用NMOS晶體管，NMOS晶體管的源極形成第二開關(guān)管VSm1的第八輸出端，NMOS晶體管的漏極形成第二開關(guān)管VSm1的第三輸入端。

在優(yōu)選的實(shí)施例中，第三開關(guān)管VSm2采用NMOS晶體管，NMOS晶體管的源極形成第三開關(guān)管VSm2的第九輸出端，NMOS晶體管的漏極形成第三開關(guān)管VSm2的第四輸入端。

于上述技術(shù)方案基礎(chǔ)上，進(jìn)一步的，由于交流輸入正半周期和負(fù)半周期開關(guān)管及輔助開關(guān)管的工作模式相同，以正半周期工作模式為例：

模態(tài)1如圖3所示，t0-t4時刻：

在t0時刻之前，第二開關(guān)管VSm1及第一開關(guān)管VSa均斷開，第五二極管VD1導(dǎo)通，第一電感Lm1的電流等于第五二極管VD1的電流，第五二極管VD1流過電流，電路工作在普通Boost電路的續(xù)流階段。在t0時刻，第一開關(guān)管VSa觸發(fā)導(dǎo)通，第五二極管VD1電流向鐵芯電感Lr和第一開關(guān)管VSa換流，鐵芯電感Lr的電流線性增大，直至t1時刻，上升到iLm1，第一開關(guān)管VSa近似為零電流開通；同時第五二極管VD1的電流線性下降到零，此時輸入的電感電流和第五二極管VD1的電流表達(dá)式為:

（1）

其中，i_Lr表示鐵芯電感Lr的電流，i_VD1表示第五二極管的電流。

在t1時刻之后，第五二極管VD1進(jìn)入反向恢復(fù)過程，其并聯(lián)體電容反向放電，至t2時刻，第五二極管VD1上的壓降為零，反向恢復(fù)電流為0。此時，第五二極管VD1零電壓關(guān)斷，反向恢復(fù)損耗轉(zhuǎn)向鐵芯電感Lr及第一開關(guān)管VSa中。在t2時刻后，電路進(jìn)入諧振階段，諧振電容包括了第二電容C1線路的寄生電容等。第二開關(guān)管VSm1關(guān)斷時，第二電容C1上電壓為u0。在t2時刻，第五二極管VD1關(guān)斷后，鐵芯電感Lr、第二電容C1、第一二極管VD5與第一開關(guān)管VSa，形成諧振回路，鐵芯電感Lr的電流繼續(xù)上升，第二電容C1的電壓下降；經(jīng)過1/4個諧振周期，在t3時刻，第二電容C1的電壓下降到零，第二電容C1中的能量完全傳遞到鐵芯電感Lr上，主管的漏源電壓為零，這是第二開關(guān)管VSm1零電壓開通的前提；在t2-t3階段，諧振電感電流i_Lr及諧振電容電壓u_c1的表達(dá)式為:

（2）

（3）

式中，I_rr表示二極管反向恢復(fù)電流；

當(dāng)u_c1=0，第二開關(guān)管VSm1的反并聯(lián)體二極管導(dǎo)通，諧振過程結(jié)束。當(dāng)鐵芯電感Lr的電流達(dá)到最大值，流經(jīng)鐵芯電感Lr 、第一二極管VD5與第一開關(guān)管VSa及第八二極管VD4進(jìn)入自然回流階段，大小不變，第二開關(guān)管VSm1的端壓被箱位至大約-0.7V。此時，第二開關(guān)管VSm1可以開通，并實(shí)現(xiàn)零電壓條件。應(yīng)合理設(shè)置自然回流階段，即t3-t4階段，既要保證第二開關(guān)管VSm1實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，又不能導(dǎo)通太長，而增加通態(tài)損耗。

模態(tài)2如圖4所示，t4-t5時刻：

第二開關(guān)管VSm1在零電壓條件下觸發(fā)導(dǎo)通，同時第一開關(guān)管VSa受控關(guān)斷。鐵芯電感Lr的電流向第一電容Cr及第一開關(guān)管VSa的體電容諧振充電，減緩第一開關(guān)管VSa端電壓的上升速度，第一開關(guān)管VSa近似零電壓關(guān)斷，鐵芯電感Lr中的能量轉(zhuǎn)移到第一電容Cr中。一般而言第一電容Cr比較大時，有助于第二開關(guān)管VSm1及第一開關(guān)管VSa的零電壓關(guān)斷；但太大會導(dǎo)致鐵芯電感Lr中儲存的能量不足以令第一電容Cr上電壓uCr充到u0。在t5時刻，第一開關(guān)管VSa的漏源電壓為 u0，第三二極管VD7導(dǎo)通。

模態(tài)3如圖5所示，t5-t6時刻：

在t5時刻，UCr=u0，鐵芯電感Lr向負(fù)載傳遞多余的能量，至t6時刻，第三二極管VD7零電流關(guān)斷。

模態(tài)4 如圖6所示，在t6時刻后，電路相當(dāng)于工作在脈沖寬度調(diào)制控制Boost變換器的儲能過程，輔助網(wǎng)絡(luò)不再運(yùn)行。

模態(tài)5如圖7所示，t6-t7時刻，第二開關(guān)管VSm1受控關(guān)斷，第一電感Lm1的電流直接向第二電容C1充電。

模態(tài)6如圖8所示，在t7時刻后，第一電感Lm1的電流流經(jīng)第五二極管VD1進(jìn)入Boost電路的續(xù)流過程，升壓變換電路2不運(yùn)行，鐵芯電感Lr和第一電容Cr中都沒有能量儲存。理想情況下諧振網(wǎng)絡(luò)是沒有損耗的。至此，一個開關(guān)周期結(jié)束。

依據(jù)給出的紋波電流和紋波電壓值可確定第一電感Lm1及第四電容Co的值。諧振電感的設(shè)計(jì)應(yīng)能提供二極管的軟關(guān)閉條件。電感值可由主二極管所需的關(guān)閉時間來定。在第一開關(guān)管VSa開通后，可保證鐵芯電感Lr的電流在三倍的二極管反向恢復(fù)時間內(nèi)達(dá)到輸入電流iLm1的最大值I_Lrmsx

（4）

式中t_rr表示二極管反向恢復(fù)時間。

第一電容Cr的取值不能太大，至多使其在鐵芯電感Lr的能量完全傳遞到第一電容Cr時，uCr能被充到u。即:

（6）

式中I_rmax表示最大輸入電流時第五二極管VD1反向恢復(fù)電流最大值，

如上，為使第二開關(guān)管VSm1零電壓開通，第二開關(guān)管VSm1應(yīng)比第一開關(guān)管VSa滯后開通，延時時間t_d滿足：

（7）

式中包含了輸入電流由第五二極管VD1向第一開關(guān)管VSa轉(zhuǎn)移的時間iLr i_Lmax/uo、二極管反向恢復(fù)時間t_rr二及uC1諧振到零的時間第二電容C1可以軟化主管的關(guān)斷過程，但第二電容C1過大，則諧振峰值電流過大。

以上所述僅為本發(fā)明較佳的實(shí)施例，并非因此限制本發(fā)明的實(shí)施方式及保護(hù)范圍，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，應(yīng)當(dāng)能夠意識到凡運(yùn)用本發(fā)明說明書及圖示內(nèi)容所作出的等同替換和顯而易見的變化所得到的方案，均應(yīng)當(dāng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍內(nèi)。