本發(fā)明涉及功率因數(shù)校正的技術(shù)領(lǐng)域，尤其是指一種采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路及其控制方法。

背景技術(shù)：

由于大多數(shù)用電設(shè)備為阻感性負載，需要從電力系統(tǒng)吸收無功功率，功率因數(shù)不高，導致供電設(shè)備的容量不能得到充分利用，同時引起電力系統(tǒng)電能損耗增大和供電質(zhì)量降低。為了提高整個系統(tǒng)的功率因數(shù)，通常在系統(tǒng)中添加功率因數(shù)校正電路。典型的功率因數(shù)校正方法包括無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正，無源功率因數(shù)校正根據(jù)電感電容無功功率互補的特性，通過在感性負載端并聯(lián)電容的方法來提高電路的功率因數(shù)，結(jié)構(gòu)簡單。但由于電容容值是固定數(shù)值，不能連續(xù)變化，故當負載發(fā)生變化時，無法實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正。有源功率因數(shù)校正裝置雖然能做到實時功率因數(shù)校正，但是這些裝置的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，而且成本較高。

近年來，分數(shù)階電容這種新型器件已經(jīng)成功生產(chǎn)。本發(fā)明利用分數(shù)階電容階數(shù)和容值均可調(diào)的特性，提出采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路。與現(xiàn)有功率因數(shù)校正電路相比，本發(fā)明不僅能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)的實時校正，而且只用了一個可控的分數(shù)階電容元件，結(jié)構(gòu)簡單，控制靈活，具有極好的應(yīng)用前景。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的缺點與不足，提供一種結(jié)構(gòu)簡單、合理、可靠的采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路及其控制方法，能有效實現(xiàn)單位功率因數(shù)的實時校正。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案如下：

一種采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路，所述實時功率因數(shù)校正電路包括交流電源、階數(shù)和容值可控的分數(shù)階電容、負載、電壓采樣器、電流采樣器和控制器；所述交流電源的A端與分數(shù)階電容的一端相連，該交流電源的B端與分數(shù)階電容的另一端相連，所述負載的一端與交流電源的A端相連，該負載的另一端與電流采樣器的一端相連，該電流采樣器的另一端與交流電源的B端相連，所述電壓采樣器的一端與交流電源的A端相連，該電壓采樣器的另一端與交流電源的B端相連，所述電壓采樣器的輸出和電流采樣器的輸出分別與控制器相連，該控制器的輸出與分數(shù)階電容相連。

所述實時功率因數(shù)校正電路的導納如下：

式中，R_L為電阻的阻值，L為電感的感值，ω為電路工作的角頻率，C_α為分數(shù)階電容的容值，α為分數(shù)階電容的階數(shù)；負載由電感L和電阻R_L構(gòu)成；

在電路中用有功功率P與視在功率S的比值cosφ來表示電路的功率因數(shù)角，φ為系統(tǒng)的阻抗角或者導納角，由(1)式得該電路的功率因數(shù)：

從(2)式可知，要實現(xiàn)單位功率因數(shù)λ＝1，需使等效導納中的B_eq＝0，則有：

已知負載阻抗為：

記負載電壓和電流的相位差為θ，則有：

ωL＝|Z|sinθ (5)

將(4)式和(5)式帶入(3)式中，進一步得到分數(shù)階電容的容值為：

通過實時檢測負載電壓(即輸入電壓)和電流的相位差θ和負載阻抗∣Z∣，就能夠得到實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正所需要的對應(yīng)某一階數(shù)分數(shù)階電容的容值大?。?/p>

當分數(shù)階電容的階數(shù)大于1時，分數(shù)階電容的電壓向量和電流向量的夾角為πα/2，大于90度，此時分數(shù)階電容不僅能夠向負載提供無功功率，而且還提供有功功率。

所述分數(shù)階電容的階數(shù)調(diào)節(jié)范圍為0～2。

所述分數(shù)階電容的容值能夠連續(xù)調(diào)節(jié)。

本發(fā)明上述采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路的控制方法，如下：

首先，控制器將電壓采樣器和電流采樣器采樣到的輸入電壓和負載電流轉(zhuǎn)變成同頻率同相位的方波信號，得到相應(yīng)的輸入電壓和負載電流的相位差，同時根據(jù)輸入電壓和負載電流的大小，得到相應(yīng)的負載阻抗；接著根據(jù)相位差和負載阻抗得到所需分數(shù)階電容的階數(shù)、容值的大??；當電源電壓或負載發(fā)生變化時，控制器根據(jù)采樣到的電壓電流信號，調(diào)節(jié)分數(shù)階電容的大小，使得輸入電源側(cè)的功率因數(shù)達到1，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)的實時校正。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點與有益效果：

1、通過實時檢測輸入電壓和負載電流，調(diào)整分數(shù)階電容的容值和階數(shù)，實現(xiàn)單位功率因數(shù)實時校正。

2、分數(shù)階電容的階數(shù)和容值連續(xù)可調(diào)。

3、當分數(shù)階電容的階數(shù)大于1時，分數(shù)階電容不僅可以補償無功功率，而且還提供了有功功率。

4、只用一個元件實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，結(jié)構(gòu)簡單。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的實時功率因數(shù)校正電路圖。

圖2a為本發(fā)明的實時功率因數(shù)校正電路的輸入交流側(cè)電壓、輸入交流側(cè)電流、分數(shù)階電容電流、負載電流向量圖之一。

圖2b為本發(fā)明的實時功率因數(shù)校正電路的輸入交流側(cè)電壓、輸入交流側(cè)電流、分數(shù)階電容電流、負載電流向量圖之二。

圖3為本發(fā)明的實時功率因數(shù)校正電路仿真圖。

圖4為本發(fā)明采用1.3階的分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路輸入電壓、輸入電流和分數(shù)階電容電流仿真圖。

圖5為本發(fā)明采用1.5階的分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路輸入電壓、輸入電流和分數(shù)階電容電流仿真圖。

具體實施方式

下面結(jié)合具體實施例對本發(fā)明作進一步說明。

如圖1所示，本實施例所述的采用分數(shù)階電容的實時功率因數(shù)校正電路，包括交流電源1、階數(shù)和容值可控的分數(shù)階電容2、負載3、電壓采樣器4、電流采樣器5和控制器6。交流電源1的A端與分數(shù)階電容2的一端相連，交流電源1的B端與分數(shù)階電容2的另一端相連，負載3的一端與交流電源1的A端相連，負載3的另一端與電流采樣器5的一端相連，電流采樣器5的另一端與交流電源1的B端相連，電壓采樣器4的一端與交流電源1的A端相連，電壓采樣器的另一端與交流電源1的B端相連，電壓采樣器4的輸出和電流采樣器5的輸出分別與控制器6相連，控制器6的輸出與分數(shù)階電容2相連。

本實施例上述實時功率因數(shù)校正電路的控制方法為：首先，控制器6將電壓采樣器4和電流采樣器5采樣到的輸入電壓和負載電流轉(zhuǎn)變成同頻率同相位的方波信號，得到相應(yīng)的輸入電壓和負載電流的相位差，同時根據(jù)輸入電壓和負載電流的大小，得到相應(yīng)的負載阻抗；接著根據(jù)相位差和負載阻抗得到所需分數(shù)階電容2的階數(shù)、容值的大??；當電源電壓或負載發(fā)生變化時，控制器6根據(jù)采樣到的電壓電流信號，調(diào)節(jié)分數(shù)階電容2的大小，使得輸入電源側(cè)的功率因數(shù)達到1，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)的實時校正。

圖1電路中的阻感性負載由電感L和電阻R_L構(gòu)成，C_α為并聯(lián)的分數(shù)階電容。此時電路的導納：

式中，R_L為電阻的阻值，L為電感的感值，ω為電路工作的角頻率，C_α為分數(shù)階電容的容值，α為分數(shù)階電容的階數(shù)。

在電路中通常用有功功率P與視在功率S的比值cosφ來表示電路的功率因數(shù)角，φ可以為系統(tǒng)的阻抗角或者導納角，由(1)式可得該電路的功率因數(shù)：

從(2)式可知，要實現(xiàn)單位功率因數(shù)λ＝1，需使等效導納中的B_eq＝0，則有：

已知負載阻抗為：

記負載電壓和電流的相位差為θ，則有：

ωL＝|Z|sinθ (5)

將(4)式和(5)式帶入(3)式中，進一步得到分數(shù)階電容的容值為：

通過實時檢測負載電壓(即輸入電壓)和電流的相位差θ和負載阻抗∣Z∣，就可以得到實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正所需要的對應(yīng)某一階數(shù)分數(shù)階電容的容值大小。分數(shù)階電容的階數(shù)調(diào)節(jié)范圍為0～2，容值能夠連續(xù)調(diào)節(jié)。

校正前，分數(shù)階電容功率因數(shù)校正電路的輸入電壓V_s、輸入電流I_s、分數(shù)階電容電流I_c和負載電流I_L如圖2a所示，顯然電路功率因數(shù)未達到1。若分數(shù)階電容的階數(shù)不變，增大分數(shù)階電容的容值，從而增大分數(shù)階電容的電流。此時分數(shù)階電容功率因數(shù)校正電路的輸入電壓V_s、輸入電流I_s、分數(shù)階電容電流I_c和負載電流I_L如圖2b所示，可見電路的功率因數(shù)達到1。當分數(shù)階電容的階數(shù)大于1時，分數(shù)階電容的電壓向量和電流向量的夾角為πα/2，大于90度，此時分數(shù)階電容不僅可以向負載提供無功功率，而且還提供了有功功率。

圖3為本實施例上述實時功率因數(shù)校正電路的PSIM仿真系統(tǒng)圖。其中負載切換模塊用于體現(xiàn)發(fā)明電路的功率因數(shù)實時校正效果；電壓、電流信號轉(zhuǎn)換模塊將電壓信號和電流信號轉(zhuǎn)換為方波信號，便于相位檢測；阻抗檢測模塊用于計算阻抗∣Z∣的大?。环謹?shù)階電容用一個受控電流源來實現(xiàn)，輸出電流滿足：其中C_α為分數(shù)階電容的容值，α為分數(shù)階電容的階數(shù)，α∈(0,2)且α≠1。

按照仿真系統(tǒng)參數(shù)，(6)式變?yōu)椋?/p>

式中K_s為電壓采樣系數(shù)，K_i為電流采樣系數(shù)。K₁、K₂和K₄為比例調(diào)節(jié)系數(shù)，為了便于測量阻抗∣Z∣，令K_sK₁＝1，K_iK₂＝1。K₄＝1/(sin(0.5πα)ω^α)。

選取v_in為100V/50Hz的交流輸入電壓源來驗證該電路，相應(yīng)的電壓采樣系數(shù)K_s＝0.01，則K₁＝100；電流采樣系數(shù)K_i＝0.1，則K₂＝10；負載切換前R_L＝30Ω，L＝14mH，負載切換后R_L＝25Ω，L＝14mH；取階數(shù)α＝1.3，則K₄＝6.37×10^-4，仿真得到的輸入電壓v_in和輸入電流i_in以及分數(shù)階電容電流i_cα如圖4所示，從圖中看出當負載切換時，分數(shù)階電容電流得到實時調(diào)節(jié)，輸入電壓和輸入電流仍保持同相，電路的功率因數(shù)仍為1。若將階數(shù)改為α＝1.5，則K₄＝2.54×10^-4，仿真得到的輸入電壓v_in和輸入電流i_in以及分數(shù)階電容電流i_cα如圖5所示，從圖中看出當負載切換時，分數(shù)階電容電流得到實時調(diào)節(jié)，且輸入電壓和輸入電流仍保持同相，電路的功率因數(shù)仍為1。仿真結(jié)果驗證了本發(fā)明電路的可行性。

以上所述實施例只為本發(fā)明之較佳實施例，并非以此限制本發(fā)明的實施范圍，故凡依本發(fā)明之形狀、原理所作的變化，均應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。