本發(fā)明涉及功率因數(shù)校正(Power Factor Correction,PFC)變換器的控制方法及實(shí)現(xiàn)裝置，屬于電力電子設(shè)備領(lǐng)域，具體為一種PFC變換器均值電流控制方法及其裝置。

背景技術(shù)：

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電力電子裝置的運(yùn)用越來越廣泛。電力電子裝置包含有各類非線性器件和儲(chǔ)能器件，將其直接接入公共電網(wǎng)使用時(shí)，會(huì)使電網(wǎng)電流產(chǎn)生畸變，即在電網(wǎng)中注入了大量諧波，嚴(yán)重地影響了電網(wǎng)供電質(zhì)量和其他用電設(shè)備的正常工作運(yùn)行，甚至?xí)斐捎秒娫O(shè)備的損壞。

為了保證公共電網(wǎng)的正常供電，需要使用PFC技術(shù)，即使用濾波器。濾波器可以分為無源濾波器和有源濾波器，無源濾波器具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、可靠性高和EMI小等優(yōu)點(diǎn)，但它的尺寸和重量大，工作性能受工作頻率變化、負(fù)載變化和輸入電壓變化的影響。有源濾波器的功率因數(shù)校正性能好，其功率因數(shù)可以到達(dá)90％以上，使輸入電流接近正弦。有源濾波器可以在較寬的輸入電壓范圍和寬頻帶下工作，并且其體積和重量小，能穩(wěn)定輸出電壓值。因此，有源PFC技術(shù)在工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用。

傳統(tǒng)的有源PFC變換器的控制方法分為變頻控制和定頻控制，變頻控制主要為電流滯環(huán)控制；定頻控制主要有峰值電流控制和平均電流控制。電流滯環(huán)控制PFC變換器的功率因數(shù)高，響應(yīng)速度快，但是工作頻率不固定，輸出濾波器難于設(shè)計(jì)；峰值電流控制PFC變換器的功率因數(shù)較低，無法滿足總諧波畸變(Total Harmonic Distortion，THD)的要求，并且該控制方法對(duì)噪聲相當(dāng)敏感；平均電流控制PFC變換器具有較高的功率因數(shù)和很小的THD，對(duì)噪聲不敏感，并且可以適用于電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(continuous conduction mode,CCM)和斷續(xù)導(dǎo)電模式(discontinuous conduction mode,DCM)。然而，平均電流控制使用了兩個(gè)PI補(bǔ)償器，因此平均電流控制的瞬態(tài)響應(yīng)速度較慢。其中，外環(huán)PI補(bǔ)償器用于調(diào)節(jié)輸出電壓，使之穩(wěn)定；內(nèi)環(huán)PI補(bǔ)償器用于使電感電流跟隨參考值；用其他方法替代內(nèi)環(huán)PI補(bǔ)償器，能有效地提高瞬態(tài)響應(yīng)速度。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種PFC變換器均值電流控制方法及其裝置，使之同時(shí)具有較高的功率因數(shù)(Power Factor,PF)值、較快的瞬態(tài)響應(yīng)速度和較高的效率，適用于各類基本的PFC變換器拓?fù)洹?/p>

本發(fā)明實(shí)現(xiàn)其發(fā)明目的所采用的技術(shù)方案如下：

一種功率因數(shù)校正變換器均值電流控制方法，在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻，檢測整流橋的輸出電壓和輸出電流以及所述功率因數(shù)校正變換器的輸出電壓，分別得到信號(hào)V_s、I_n和V_n；將V_s送入放大器得到信號(hào)V_c，將V_n和電壓基準(zhǔn)值V_ref送入補(bǔ)償器得到信號(hào)V_e，將V_c和V_e送入乘法器得到信號(hào)I_c；將I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信號(hào)d_x1和d_x2，將d_x1和d_x2送入第一脈寬調(diào)制器得到信號(hào)V_P1；將I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信號(hào)d_y1和d_y2，將d_y1和d_y2送入第二脈寬調(diào)制器得到信號(hào)V_P2；將I_n、V_s、I_c和V_n送入判斷器得到信號(hào)V_j；將V_P1、V_P2和V_j送入選擇器得到信號(hào)V_P，用以控制所述功率因數(shù)校正變換器開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

進(jìn)一步地，所述將I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信號(hào)d_x1和d_x2的方法是，根據(jù)當(dāng)前開關(guān)周期結(jié)束時(shí)的電感電流值等于I_c以及d_x1等于d_x2，第一占空比生成器計(jì)算d_x1和d_x2，d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)]；所述將I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信號(hào)d_y1和d_y2的方法是，根據(jù)當(dāng)前開關(guān)周期結(jié)束時(shí)的電感電流值等于I_c以及當(dāng)前開關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值等于I_c，第二占空比生成器計(jì)算d_y1和d_y2，d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c；其中K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是與信號(hào)V_n、V_s以及所述功率因數(shù)校正變換器的電感電流紋波相關(guān)的系數(shù)。

一種功率因數(shù)校正變換器均值電流控制裝置，包括電流檢測電路IS、第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、補(bǔ)償器EC、放大器GA、乘法器MUL、第一占空比生成器DG1、第二占空比生成器DG2、第一脈寬調(diào)制器DP1、第二脈寬調(diào)制器DP2、判斷器JU和選擇器CH；第一電壓檢測電路VS1、放大器GA、乘法器MUL依次相連；第二電壓檢測電路VS2、補(bǔ)償器EC、乘法器MUL依次相連；電流檢測電路IS與第一占空比生成器DG1、判斷器JU、第二占空比生成器DG2分別相連；第一電壓檢測電路VS1與第一占空比生成器DG1、判斷器JU、第二占空比生成器DG2分別相連；第二電壓檢測電路VS2與第一占空比生成器DG1、判斷器JU、第二占空比生成器DG2分別相連；乘法器MUL與第一占空比生成器DG1、判斷器JU、第二占空比生成器DG2分別相連；第一占空比生成器DG1、第一脈寬調(diào)制器DP1、選擇器CH依次相連；判斷器JU與選擇器CH相連；第二占空比生成器DG2、第二脈寬調(diào)制器DP2、選擇器CH依次相連。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

一、與傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器相比，本發(fā)明的PFC變換器在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，計(jì)算該周期的電感電流平均值，并通過控制開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)平均值的跟蹤，提高了PFC變換器的PF值。

二、與傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器相比，本發(fā)明的PFC變換器在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，根據(jù)占空比算法有效地調(diào)整了每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷的時(shí)間，使電感電流值快速跟隨平均值，提高了PFC變換器的負(fù)載瞬態(tài)性能。

三、與傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器相比，本發(fā)明的PFC變換器在輸入電壓過零時(shí)，減小了電感電流的畸變，從而減少了損耗，提高了PFC變換器的效率。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實(shí)施例一方法的信號(hào)流程框圖。

圖2為本發(fā)明實(shí)施例一的電路結(jié)構(gòu)框圖。

圖3a為本發(fā)明實(shí)施例一的第一脈寬調(diào)制器DP1算法示意圖。

圖3b為本發(fā)明實(shí)施例一的第二脈寬調(diào)制器DP2算法示意圖。

圖4為本發(fā)明實(shí)施例一PFC變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的輸入電壓V_in和輸入電流I_in的時(shí)域仿真波形圖。

圖5為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨負(fù)載電阻變化時(shí)的PF值曲線圖。

圖6為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨輸入電壓幅值變化時(shí)的PF值曲線圖。

圖7a為本發(fā)明實(shí)施例一PFC變換器在負(fù)載電阻由100Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖7b為采用傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器在負(fù)載電阻由100Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖8a為本發(fā)明實(shí)施例一PFC變換器在負(fù)載電阻由500Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖8b為采用傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器在負(fù)載電阻由500Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖。

圖9為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨負(fù)載變化時(shí)的效率曲線圖。

圖10為本發(fā)明實(shí)施例二的電路結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

下面通過具體的實(shí)例并結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

實(shí)施例一

圖1示出，本發(fā)明的一種具體實(shí)施方式為：PFC變換器均值電流控制方法及其裝置，包括電流檢測電路IS、第一電壓檢測電路VS1、第二電壓檢測電路VS2、補(bǔ)償器EC、放大器GA、乘法器MUL、第一占空比生成器DG1、第二占空比生成器DG2、第一脈寬調(diào)制器DP1、第二脈寬調(diào)制器DP2、判斷器JU和選擇器CH組成；電流檢測電路IS用于獲得整流橋的輸出電流信息I_n，第一電壓檢測電路VS1用于獲得整流橋的輸出電壓信息V_s、第二電壓檢測電路VS2用于獲取變換器TD輸出電壓信息V_n，補(bǔ)償器EC用于生成誤差信號(hào)V_e，判斷器JU用于生成選擇信號(hào)V_j，判斷電路工作在CCM或者DCM，第一占空比生成器DG1用于產(chǎn)生CCM占空比信號(hào)d_x1和d_x2，第二占空比生成器DG2用于產(chǎn)生DCM占空比信號(hào)d_y1和d_y2，第一脈寬調(diào)制器DP1用于產(chǎn)生CCM的控制時(shí)序V_P1；第二脈寬調(diào)制器DP2用于產(chǎn)生DCM的控制時(shí)序V_P2，選擇器CH用于選擇CCM或者DCM的控制時(shí)序，并輸出控制信號(hào)V_P，控制PFC變換器TD開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。

其工作過程為，將V_n和預(yù)設(shè)的基準(zhǔn)電壓V_ref送入補(bǔ)償器EC用于生成誤差信號(hào)V_e；放大器GA用于放縮整流橋輸出電壓信號(hào)V_s，得到整流橋輸出電壓參考信號(hào)V_c；將V_c和V_e送入乘法器得到電感電流平均值參考信號(hào)I_c，用于占空比信號(hào)d_x1和d_x2、d_y1和d_y2的計(jì)算以及選擇信號(hào)V_j的計(jì)算；第一占空比生成器DG1用于產(chǎn)生第一脈寬調(diào)制器DP1計(jì)算所需的占空比信號(hào)d_x1和d_x2，d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)]；第二占空比生成器DG2用于產(chǎn)生第二脈寬調(diào)制器DP2計(jì)算所需的占空比信號(hào)d_y1和d_y2，d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c；判斷器JU用于生成選擇信號(hào)V_j，判斷電路工作在CCM或者DCM，當(dāng)V_j＝1時(shí)，電路工作在CCM，當(dāng)V_j＝0時(shí)，電路工作在DCM；其中K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是與信號(hào)V_n、V_s以及所述功率因數(shù)校正變換器的電感電流紋波相關(guān)的系數(shù)。第一脈寬調(diào)制器DP1用于產(chǎn)生CCM時(shí)變換器TD開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的控制時(shí)序V_P1；第二脈寬調(diào)制器DP2用于產(chǎn)生DCM時(shí)變換器TD開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷的控制時(shí)序V_P2；選擇器CH用于根據(jù)選擇信號(hào)V_j選擇控制時(shí)序V_P1或V_P2，并產(chǎn)生控制信號(hào)V_P。

上述K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇的具體表達(dá)式如下：其中T_s為開關(guān)周期，m₁和m₂分別為電感電流變化的上升斜率和下降斜率，即：

圖2示出，本例的PFC變換器均值電流控制的實(shí)現(xiàn)裝置，由變換器TD和控制裝置組成。

本例的裝置其工作過程和原理是：

在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，檢測變換器TD整流橋的輸出電壓和輸出電流以及變換器TD的輸出電壓，得到信號(hào)V_s、I_n和V_n；將V_s經(jīng)過放大器得到V_c，將V_n和V_ref經(jīng)過補(bǔ)償器得到誤差信號(hào)V_e,將V_c和V_e經(jīng)過乘法器得到信號(hào)I_c；將I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信號(hào)d_x1和d_x2，將d_x1和d_x2送入第一脈寬調(diào)制器得到信號(hào)V_P1；將I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信號(hào)d_y1和d_y2，將d_y1和d_y2送入第二脈寬調(diào)制器得到信號(hào)V_P2；將I_n、V_s、I_c和V_n送入判斷器得到信號(hào)V_j；將V_P1、V_P2和V_j送入選擇器得到信號(hào)V_P，控制功率因數(shù)校正變換器開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

圖3a為占空比d_x1和d_x2生成示意圖,第一占空比生成器DG1的工作原理為：每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，計(jì)算占空比d_x1和d_x2，計(jì)算條件為：①當(dāng)前開關(guān)周期結(jié)束時(shí)的電感電流值等于I_c，②兩段占空比相等。計(jì)算得到占空比d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)],其中K₁和K₂為兩個(gè)與信號(hào)V_n、V_s以及電感電流紋波相關(guān)的系數(shù)。圖3b為占空比d_y1和d_y2生成示意圖，第二占空比生成器DG2的工作原理為：每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，計(jì)算占空比d_y1和d_y2，計(jì)算條件為：①當(dāng)前開關(guān)周期結(jié)束時(shí)的電感電流值等于I_c，②當(dāng)前開關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值等于I_c。計(jì)算得到占空比d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c，其中K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是與信號(hào)V_n、V_s以及電感電流紋波相關(guān)的系數(shù)。

本例的變換器TD為Boost PFC變換器。

用PSIM仿真軟件對(duì)本例的方法進(jìn)行時(shí)域仿真分析，結(jié)果如下。

圖4為本發(fā)明實(shí)施例一PFC變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的輸入電壓V_in和輸入電流I_in的時(shí)域仿真波形圖。此時(shí)輸入電流波形接近正弦，并與輸入電壓沒有相位差，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正的功能。仿真條件：輸入電壓V_in是幅值為200V、頻率為50Hz的交流電壓，參考電壓V_ref＝4V(對(duì)應(yīng)輸出電壓400V)、電感L＝200μH、電容C＝470μF(其等效串聯(lián)電阻為1mΩ)、負(fù)載電阻R＝100Ω、開關(guān)周期T_s＝20μs，補(bǔ)償器參數(shù)為K_P＝0.1、K_I＝5。

圖5為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨負(fù)載變化時(shí)的PF值曲線圖。仿真條件與圖4相同，負(fù)載電阻的變化范圍為50Ω～500Ω。在負(fù)載電阻較大時(shí)，兩種控制方法下PFC變換器具有相似的PF值。當(dāng)負(fù)載電阻大于200Ω時(shí)，隨著負(fù)載電阻的增大，兩種控制方法下PFC變換器的PF值均減??；當(dāng)負(fù)載電阻小于200Ω時(shí)，隨著負(fù)載電阻的減小，傳統(tǒng)平均電流控制PFC變換器的PF值減小，而本發(fā)明的PF值增加。在負(fù)載電阻變化范圍內(nèi)，本發(fā)明的PF值均高于99％。因此采用本發(fā)明的PFC變換器在不同負(fù)載下均有良好的PF值。

圖6為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨輸入電壓幅值變化時(shí)的PF值曲線圖。仿真條件與圖4相同，輸入電壓幅值變化范圍為180V～250V。隨著輸入電壓幅值的減小時(shí)，兩種控制下PFC變換器的PF值均減小，但是本發(fā)明的PF值均高于傳統(tǒng)平均電流控制PFC變換器的PF值，并保持在99.5％以上。故本發(fā)明在不同輸入電壓幅值下具有良好的功率因數(shù)校正功能。

圖7a和圖7b分別為本發(fā)明、傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器在負(fù)載電阻由100Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖，變換器仿真條件與圖4相同。此時(shí)，變換器工作模式由CCM變化為DCM。圖7可知，負(fù)載變化后，兩種控制方法均能使電壓穩(wěn)定在400V，傳統(tǒng)平均電流控制PFC變換器經(jīng)過0.22s的時(shí)間恢復(fù)到400V；采用本發(fā)明的PFC變換器經(jīng)過0.1s的時(shí)間恢復(fù)到400V，并且本發(fā)明的輸出電壓峰值波動(dòng)小于傳統(tǒng)平均電流控制，由此可知本發(fā)明擁有更快的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)速度。

圖8a和圖8b分別為本發(fā)明、傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器在負(fù)載電阻由500Ω跳變到400Ω時(shí)輸出電壓瞬態(tài)時(shí)域仿真波形圖，變換器仿真條件與圖4相同。此時(shí)，變換器均工作在DCM。由圖8可知，本發(fā)明的調(diào)節(jié)時(shí)間為0.8s，傳統(tǒng)平均電流控制的調(diào)節(jié)時(shí)間為1.3s。本發(fā)明的輸出電壓谷值波動(dòng)約為4V，傳統(tǒng)平均電流控制的輸出電壓谷值波動(dòng)約為7V。對(duì)比可知，PFC變換器工作在DCM時(shí)，本發(fā)明具有更好的負(fù)載瞬態(tài)性能。

圖9為分別采用本發(fā)明和傳統(tǒng)平均電流控制的PFC變換器隨負(fù)載變化時(shí)的效率曲線圖。變換器仿真條件與圖4相同，負(fù)載電阻的變化范圍為50Ω～500Ω。隨著負(fù)載電阻的增加，兩種控制下PFC變換器的效率均減小。在整個(gè)負(fù)載變化中，相比于傳統(tǒng)平均電流控制，本發(fā)明具有更高的效率，并且效率均高于90％。由此可知，采用本發(fā)明的PFC變換器擁有較高的工作效率。

實(shí)施例二

如圖10所示，本例與實(shí)施例一基本相同，不同之處是：本例控制的變換器TD為Buck-boost PFC變換器。

本發(fā)明除可用于以上實(shí)施例中的PFC變換器外，也可用于反激PFC變換器、半橋PFC變換器、全橋PFC變換器等PFC變換器拓?fù)渲小?/p>