本公開內容涉及功率電子器件，并且更特別地涉及用于諧振儲能網絡(resonanttanknetwork)的q因子的原地測量的電路和方法。

背景技術：

dc-dc功率變換器被用于各種各樣的應用中，例如，筆記本電腦及各種辦公設備的電源、無線充電、飛行器電力系統、電信設備及直流電機驅動器。dc-dc功率變換器的輸入是未調整的直流電壓vin。dc-dc功率變換器操作用于產生經調整的直流輸出電壓vout，具有不同于vin的大小(以及可能還有極性)。例如，在計算機電源中，120v的公用交流電壓典型地被整流以產生大約170v的直流電壓。dc-dc功率變換器然后能夠被用來將該電壓降低至可由計算機的集成電路(ic)接受的經調整的5v或3.3v。

某些dc-dc功率變換器使用諧振儲能網絡和脈寬調制(pwm)來獲得相對高的功率轉換效率和/或減小功率變換器的整體尺寸、重量和成本。這樣的dc-dc功率變換器通常稱為諧振變換器。在某些諧振變換器應用中，變換器的諧振儲能網絡的q因子(品質因數)必須被周期性地或不定期地測量以確保正確的操作。例如，在無線充電中，變換器的諧振儲能網絡的q因子需要被測量以感測非期望的(和非想要的)金屬物體的存在性。

諧振器的q因子是用于提供諧振器的振蕩的阻尼強度的度量并且還表征諧振器相對于其中心頻率的帶寬的無量綱參數。根據常規(guī)的定義，越高的q因子指示儲存于諧振器內的能量越低的損失率。對于電諧振系統，q因子代表電阻損耗的阻尼效果。因而，有利的是能夠確定諧振電路的q因子。

附圖說明

本發(fā)明的實施例在此通過舉例的方式來說明，且并不受附圖所限，在附圖中相同的附圖標記指示相似的元件。在附圖中的元件僅出于簡單和清晰起見而示出，而并不一定按比例繪出。根據下面參照附圖進行的詳細描述，所公開的實施例的各個方面、特征及有利性通過舉例的方式將變得更為明顯，在附圖中：

圖1是根據本發(fā)明的一種實施例的電路的示意性框圖；

圖2是圖1的電路的諧振儲能網絡的一種可替換實施例的示意性電路圖；

圖3是圖1的電路的諧振儲能網絡的另一種可替換實施例的示意性電路圖；

圖4是能夠用于根據本發(fā)明的一種實施例的圖1的電路中的接口電路的示意性電路圖；

圖5是能夠用于根據本發(fā)明的一種實施例的圖1的電路中的比較器的示意性電路圖；

圖6是示出在根據本發(fā)明的一種實施例的圖1的電路中的一種示例暫時阻尼振蕩(transitorydampedoscillations)的曲線圖；

圖7是能夠以根據本發(fā)明的一種實施例的圖1的電路來實現的確定q因子的方法的流程圖；

圖8是能夠用于根據本發(fā)明的一種實施例的圖7的方法中的采樣方法的流程圖；以及

圖9-11是以圖表示出由圖1的電路在根據本發(fā)明的一種實施例的圖7-8的方法的執(zhí)行期間生成的各種信號的時序圖。

具體實施方式

本發(fā)明的詳細說明性實施例公開于此處。但是，本公開內容所提到的具體的結構及功能細節(jié)僅僅是代表，為了描述本發(fā)明的示例實施例。本發(fā)明的實施例可以按照許多可替換的形式來實施并且不應被理解為僅 限于本文所闡明的實施例。

在此公開了具有開關網絡、諧振儲能網絡以及可操作用于執(zhí)行諧振儲能網絡的q因子的原地確定的電子控制器的功率變換器的各種實施例。在一種示例實施例中，控制器通過對開關網絡的晶體管開關施加數量有限的導通脈沖來激發(fā)諧振儲能網絡的暫時阻尼振蕩。控制器然后對與所激發(fā)的暫時阻尼振蕩對應的波形的包絡采樣并處理所產生的數字信號樣本集以確定諧振儲能網絡的q因子。q因子確定能夠根據需要或必要性而重復，例如，用于防止功率變換器在由某些環(huán)境因素(例如，在功率變換器的緊鄰處存在非期望的金屬物體)導致的不適合的操作條件下操作。

本發(fā)明的一種實施例是用于確定電路的諧振儲能網絡的q因子的機器實現的方法。該方法包括：激發(fā)諧振儲能網絡的暫時阻尼振蕩；獲取代表暫時阻尼振蕩的波形包絡的數字信號樣本的陣列；并且使用該數字信號樣本的陣列來確定q因子。

本發(fā)明的另一種實施例是一種電路，包括：包含開關網絡和諧振儲能網絡的諧振變換器；以及在操作上與諧振變換器連接的控制器，其中控制器通過以下操作來確定諧振儲能網絡的q因子：切換開關網絡以激發(fā)諧振儲能網絡的暫時阻尼振蕩；獲取代表暫時阻尼振蕩的波形包絡的數字信號樣本的陣列；并且使用該數字信號樣本的陣列來確定q因子。

現在參照圖1，圖中示出了根據本發(fā)明的一種實施例的電路100的示意性框圖。電路100包含可作為負載140的電源來操作的諧振變換器102。特別地，諧振變換器102操作用于將輸入的直流電壓(vin)轉換成輸出電壓(vout)。根據負載140的功率要求，諧振變換器102能夠被設計為使得輸出電壓vout要么為經調整的直流電壓要么為經調整的交流電壓。

在一種示例實施例中，諧振變換器102包含開關網絡110、諧振儲能網絡120以及能夠使用輔助電感器ls與諧振儲能網絡120電感耦接的可任選的適配器電路130，例如，如圖1所示。適配器電路130能夠 省略，例如，在諧振變換器102作為dc-ac功率變換器來操作的實施例中。在諧振變換器102作為dc-dc功率變換器來操作的實施例中，適配器電路130可以包含整流器和低通濾波器(在圖1中未明顯示出)。在涉及無線充電應用的實施例中，適配器電路130還可以包含可允許諧振變換器102與負載140之間的貫穿空間的電耦合的耦合器。諧振變換器102的某些實施例可以包含電壓源106。在諧振變換器102的某些可替換實施例中，電壓源106可以是外部電路或器件的一部分(在圖1中未明顯示出)。

在圖1所示的實施例中，開關網絡110被實施為具有四個晶體管開關q1-q4的全橋逆變器，每個晶體管開關均與電容器c1-c4中的相應一個以及二極管d1-d4中的相應一個并聯連接，如圖1所示。在操作中，開關q1-q4被導通和關斷以促使全橋逆變器將由電壓源106提供的輸入的直流電壓vin轉換成用來驅動諧振儲能網絡120的振蕩的方波(vsw)。

在一種可替換的實施例(在圖1中未明顯示出)中，開關網絡110能夠被實施為半橋逆變器。本領域技術人員應當理解，半橋逆變器能夠根據所示的全橋逆變器來獲得，例如，通過(i)將端子a1連接到地線以及(ii)去除晶體管開關q2和q3、電容器c2和c3以及二極管d2和d3。在某些實施例中，電容器c1-c4和二極管d1-d4是可任選的，并且能夠被刪除。本領域技術人員還應當理解，開關網絡110的其他可替換實施例(在圖1中未明顯示出)能夠作為代替用于電路100中。

由開關網絡110生成的方波vsw驅使諧振儲能網絡120生成其頻率接近(但不相同)于諧振儲能網絡120的諧振頻率的正弦電壓vr。在不同的實施例中，正弦電壓vr的振幅能夠通過(i)控制開關網絡110的晶體管開關q1-q4的開關頻率或者(ii)在開關頻率被固定的情況下控制施加于晶體管開關q1-q4的柵極的導通脈沖的持續(xù)時間來控制。在一種示例實施例中，施加于晶體管開關q1-q4的柵極的導通脈沖串的特征為相對低的占空比。

在一種示例實施例中，導通脈沖串能夠按照以下方式施加于晶體管 開關q1-q4的柵極。開關對q1/q3和q2/q4被導通和關斷使得：(i)在開關q1和q3受脈沖驅使至導通的脈沖循環(huán)中，開關q2和q4保持為關斷，以及(ii)在開關q2和q4受脈沖驅使至導通的脈沖循環(huán)中，開關q1和q3保持為關斷。在開關網絡110被實施為半橋逆變器的上述可替換實施例中，開關q1和q4被導通和關斷使得：(i)在開關q1受脈沖驅使至導通的脈沖循環(huán)中，開關q4保持為關斷，以及(ii)在開關q4受脈沖驅使至導通的脈沖循環(huán)中，開關q1保持為關斷。

在圖1所示的實施例中，諧振儲能網絡120包含串聯連接的電感器l和電容器c。在圖2-3中示出了諧振儲能網絡120的可替換實施例。本領域技術人員應當理解，諧振儲能網絡120的其他可替換實施例能夠作為代替用于電路100中。

電路100具有測量(在該測量被認為是適當的或必要的之時)諧振儲能網絡120的q因子的能力。為了該目的，諧振儲能網絡120的輸出使用電線124來分接并且被施加于接口電路150，如圖1所示。接口電路150可操作用于適當地調節(jié)在電線124上接收到的正弦電壓vr的副本，以使所產生的已調節(jié)的電信號152適合于在電子控制器160中進行的數字信號處理。在一種示例實施例中，由接口電路150執(zhí)行的信號調節(jié)可以包括(但不限于)改變正弦電壓vr的振幅并對其添加固定的直流偏移電壓。接口電路150還可以用來提供在控制器160與諧振變換器102之間的適當電隔離，以便使電線124不干擾正弦電壓vr和輸出電壓vout。接口電路150的一種示例實施例將在下文參照圖4更詳細地描述。

在一種示例實施例中，電子控制器160包含比較器162、計時器166、模數轉換器(adc)170和數字信號處理器174。比較器162的一種示例實施例將在下文參照圖5更詳細地描述。在某些實施例中，電子控制器160能夠被實施為獨立的或嵌入的微控制器單元(mcu)或數字信號控制器(dsc)。用于確定能夠使用控制器160來實現的諧振儲能網絡120的q因子的示例方法將在下文參照圖6-11更詳細地描述。

圖2-3是示出諧振儲能網絡120的可替換實施例的示意性電路圖。 在圖2所示的實施例中，諧振儲能網絡120被實施為其中輔助電感器laux、電感器l及電容器c串聯連接的llc網絡。在圖3所示的實施例中，諧振儲能網絡120被實施為其中電感器l、電容器cs及電容器cp串聯連接的lcc網絡。

圖4是示出根據本發(fā)明的一種實施例的接口電路150的示意性電路圖。接口電路150包含電線124(同樣參見圖1)如圖4所示出的那樣與其連接的電容器c5。電容器c5可操作用于提供在接口電路150的剩余部分與諧振儲能網絡120之間的直流電隔離。在一種示例實施例中，電容器c5具有比用于諧振儲能網絡120中的電容器(例如，c，圖1；cs，圖2-3；cp，圖3)的電容顯著小的電容，該電容器c5用來降低接口電路150對諧振儲能網絡120的振蕩的影響。

接口電路150還包含含有串聯的電阻器r1和r2且可操作用于對由電容器c5傳遞到電線402上的交流信號施加直流偏移的分壓器406。二極管對404將會在該波形的振幅過大時對由電線402傳送的所產生的直流偏移波形削峰(clip)。例如，如果電阻器r1和r2具有相同的電阻，則二極管對404將會在由電線402傳送的直流偏移波形的振幅大于vcc/2時對該波形削峰，其中vcc是在接口電路150中使用的電源電壓。接口電路150的這個特征用來保護下游電路(例如，運算放大器緩沖器408和電子控制器160(圖1))免受可能的不安全信號電平影響。由運算放大器緩沖器408生成的輸出信號是已調節(jié)的電信號152(同樣參見圖1)。

圖5是示出根據本發(fā)明的一種實施例的比較器162的示意性電路圖。比較器162包含分壓器506和運算放大器(op-amp)510。分壓器506包含串聯的電阻器r3和r4，并且可操作用于給運算放大器510提供參考電壓(vref)。運算放大器510可操作用于按照可促使控制信號(i)在v152＞vref時處于邏輯電平“1”以及(ii)在v152＜vref時處于邏輯電平“0”的方式來生成控制信號164(同樣參見圖1)，其中v152是已調節(jié)的電信號152的即時電平。在一種示例實施例中，電阻器r3和r4具有相同的電阻，這導致vref＝vcc/2。

返回去參照圖1，一般地，開關網絡110能夠被配置用于驅動諧振儲能網絡120，以在其內導致穩(wěn)態(tài)振蕩或暫時阻尼振蕩。要導致穩(wěn)態(tài)振蕩，連續(xù)的導通脈沖串由電子控制器160以交流方式施加于晶體管開關q1-q4的柵極，例如，如上所述，導通脈沖具有固定的重復率和固定的脈寬。相反，要導致暫時阻尼振蕩，電子控制器160將有限數量的此類導通脈沖施加于晶體管開關q1-q4的柵極。當脈沖停止時，開關q3和q4被配置為持續(xù)處于導通狀態(tài)，并且開關q1和q2被配置為持續(xù)處于關斷狀態(tài)。這種開關配置促使諧振儲能網絡120進入暫時阻尼振蕩模式。在開關網絡110被實施為半橋逆變器的上述可替換實施例中，諧振儲能網絡120進入暫時阻尼振蕩模式時開關q4處于連續(xù)的導通狀態(tài)并且開關q1處于連續(xù)的關斷狀態(tài)。

圖6是示出根據本發(fā)明的一種實施例的電壓vr(圖1)的示例暫時阻尼振蕩的曲線圖。更具體地，圖6示出了其特征在于振蕩周期(t)和波形包絡604的示例暫時振蕩波形602。振蕩周期t能夠被定義為在波形602的兩個連續(xù)的奇數或偶數編號的過零點(zcp)之間經過的時間。作為一個示例，圖6示出了使用兩個連續(xù)的偶數編號的過零點zcp2和zcp4的振蕩周期t。如果諧振儲能網絡120具有相對大的q因子(這是典型的情形)，則波形602具有數量相對大(例如，＞20)的明確界定的且可辨別的zcp。

波形包絡604具有上邊沿604u和下邊沿604l。上邊沿604u和下邊沿604l每個都能夠通過指數衰減函數來近似，該指數衰減函數的衰減速率k如下式所示的那樣與諧振儲能網絡120的阻尼比ζ相關：

k＝ζω0(1)，

其中ω0是諧振儲能網絡120的諧振頻率。振蕩周期t和q因子分別如同(2)-(3)式所表示的那樣與由阻尼比ζ相關：

t＝2π/{ω0(1-ζ²)^1/2}(2)；

q＝1/(2ζ)(3)。

如果q因子相對較大，則(2)式能夠近似為：

t≈2π/ω0(4)。

從圖6可明顯看出，波形包絡604的上邊沿604u能夠通過獲取與波形的局部極大值對應的波形602的樣本來采樣。波形包絡604的下邊沿604l能夠類似地通過獲取與波形的局部極小值對應的波形602的樣本來采樣。

圖7是示出根據本發(fā)明的一種實施例的能夠實施于電路100(圖1)中的確定q因子的方法700的流程圖。方法700將在下文繼續(xù)參照圖1和5-7來描述。

盡管在圖1中沒有明確表示，但是在方法700的步驟702，電子控制器160給晶體管開關q1-q4的柵極(圖1)施加預定的固定數量(n1)的導通脈沖。如同上文已經解釋過的，在導通脈沖停止之后，由諧振儲能網絡120生成的電壓vr經歷與圖6所示的那些暫時阻尼振蕩類似的暫時阻尼振蕩。接口電路150使用電線124來感測電壓vr的相應暫時波形并且給電子控制器160(同樣參見圖1)施加相應的已調節(jié)的電信號152。

在步驟704，電子控制器160處理已調節(jié)的電信號152以確定振蕩周期t(同樣參見圖6)。在一種示例實施例中，該確定能夠使用下列子步驟來實現。首先，比較器162被配置用于促使控制信號164在zcp(參見圖6)處于電壓vr的暫時波形的“低”和“高”電平之間轉換。本領域技術人員應當理解，比較器162的這種配置能夠通過適當地設定運算放大器510(參見圖5)的參考電壓vref來獲得。其次，計時器160生成控制信號164在“低”和“高”邏輯電平之間轉換的時間序列，并將所生成的該時間序列提供給處理器174。第三，處理器174處理接收自計時器160的該時間序列以確定振蕩周期t。

在某些實施例中，步驟704的第三子步驟能夠通過以下操作來執(zhí)行：(i)計算在控制信號164的預定的固定數量(n2)的連續(xù)上升沿之間的時間差的集合；(ii)計算該時間差的集合的平均時間差；并且(iii)將所算得的平均時間差指定為振蕩周期t的確定值。

在某些實施例中，步驟704是可任選的且能夠跳過。

在步驟706，控制器160可操作用于獲取代表波形包絡604(圖6) 的數字信號樣本s的陣列(e)。在某些實施例中，電子控制器160可以獲取代表波形包絡604的上邊沿604u的陣列e。如上所述，這樣的信號樣本能夠通過在波形的局部極大值處對相應的暫時振蕩波形(例如，波形602(圖6))采樣來獲取。在可替換的實施例中，控制器160可以類似地獲取代表波形包絡604的下邊沿604l的陣列e。如上所述，這樣的信號樣本能夠通過在波形的局部極小值處對相應的暫時振蕩波形采樣來獲取。步驟706的一種示例實施例將在下文參照圖8更詳細地描述。

在步驟708，處理器174處理在步驟706獲取的數字信號樣本(s)的陣列e，以確定與波形包絡604對應的衰減速率k。在一種示例實施例中，步驟708能夠被執(zhí)行如下。

假定在步驟706獲取的陣列e包含與波形包絡604的上邊沿604u對應的m個數字值(s1，s2，…，sm)。則在步驟708的第一子步驟，處理器174計算m-1個比值ri＝(si+1-d0)/(si-d0)，其中i＝1，2，…，m-1，并且d0是由接口電路150(圖4)引入的直流偏移值。對于接口電路150的某些實施例，d0能夠為0。在步驟708的第二子步驟，處理器174通過對m-1個比值ri求和并將所算得之和除以m-1來計算平均比值ravg。在步驟708的第三子步驟，處理器174使用下式來計算衰減速率k：

k＝-(lnravg)/t(5)，

其中t是在步驟704確定的振蕩周期。本領域技術人員應當理解，步驟706能夠類似地在陣列e包含與波形包絡604的下邊沿604l對應的m個數字值(s1，s2，…，sm)時實施。

在步驟710，處理器174使用在步驟708確定的衰減速率k和在步驟704確定的振蕩周期t來計算q因子。在一種示例實施例中，q因子能夠通過關于q求解方程(1)-(3)來計算。對于低阻尼系統(under-dampedsystems)(即，其特征在于相對大的q因子的系統)，方程(1)-(3)的求解減少為以下的近似：

q≈π/(kt)＝-π/(lnravg)(6)。

圖8是示出根據本發(fā)明的一種實施例的能夠用來實施方法700的步驟706(圖7)的采樣方法800的流程圖。方法800對應于其中控制器160獲取代表波形包絡604的上邊沿604u(參見圖6)的數字信號樣本的步驟706的一種實施例。本領域技術人員應當很容易了解如何修改方法800以得到其中控制器160獲取代表波形包絡604的下邊沿604l的數字信號樣本的采樣方法。在步驟802-810上循環(huán)預定次數的方法800將在下文繼續(xù)參照圖1和6-8來描述。

在方法800的步驟802，電子控制器160操作用于激發(fā)諧振儲能網絡120的暫時阻尼振蕩(圖1)。在一種示例實施例中，步驟802能夠按照與方法700的步驟702相同的方式來實施。

在步驟804，計時器166被配置用于生成可促使adc170在相對控制信號164的各自上升沿延遲了延遲時間td的各個時刻對已調節(jié)的電信號152采樣m次的觸發(fā)器信號168(參見圖1)。回想到，控制信號164的連續(xù)上升沿彼此分離振蕩周期t(同樣參見圖6)。結果，adc170生成與電壓vr(圖1)的m個完整振蕩對應的已調節(jié)的電信號152的m個數字樣本。

在步驟806，處理器174使用在步驟804生成的m個數字樣本來更新存儲于處理器174的存儲緩沖器(在圖1中未明顯示出)內的m個數字值的陣列。在一種示例實施例中，能夠使用下列更新規(guī)則和程序。

在方法800的處理第一次經過步驟804和806之前，存儲緩沖器被清除以刪除先前存儲于其內的任何數字值。

在方法800的處理第一次經過步驟804和806時，在步驟804生成的全部m個數字樣本的數字值被作為陣列寫入存儲緩沖器內。

在方法800的處理每次后續(xù)經過步驟804和806時，在步驟804生成的m個數字樣本每個都與存儲于存儲緩沖器內的陣列的相應數字值比較。如果在步驟804生成的數字樣本小于或等于存儲于存儲緩沖器內的陣列的相應數字值，則該數字樣本被丟棄。相反，如果數字樣本大于存儲于存儲緩沖器內的陣列的相應數字值，則數字樣本的值被寫入陣列中的相應位置內，以覆寫該位置的先前數字值。

在方法800的處理最后一次經過步驟804和806之后，在存儲于處理器174的存儲緩沖器內的陣列中結束的m個數字值形成上述陣列e＝(s1，s2，…，sm)，該陣列在方法700的步驟708使用(圖7)。上述更新規(guī)則導致按照上述方式生成的陣列e含有數字值，這些數字值每個都代表電壓vr的相應一個完整振蕩的局部極大值。如同以上已經參照圖6提及的，波形602的局部極大值提供波形包絡604的上邊沿604u的采樣點。

在步驟808，延遲時間td的當前值遞增δt。在一種示例實施例中，在步驟804的第一實例中使用的初始延遲時間td能夠為0.15t，即，振蕩周期t的15％。延遲時間增量δt則能夠為0.01t，即，振蕩周期t的1％。以步驟808所使用的這些實例參數，在步驟804的第n個實例中使用的延遲時間td由(7)式描述如下：

td＝0.15t+0.01(n-1)t(7)。

本領域技術人員應當了解，在可替換的實施例中，能夠類似地使用初始延遲時間td和延遲時間增量δt的其他合適值。

在步驟810，延遲時間td的新值與閾值時間t0比較。如果td＜t0，則方法800的處理返回到步驟802。否則，方法800的處理終止，由此促使主方法700的處理向前進行到步驟708(同樣參見圖7)。在一種示例實施例中，閾值時間t0能夠為0.3t，即，振蕩周期t的30％。本領域技術人員應當了解，在可替換的實施例中，能夠類似地使用閾值時間t0的其他合適值。

步驟808和810使得方法800能夠掃描與波形602(圖6)類似的暫時振蕩波形的局部極大值。對于在時間上以控制信號164的兩個相應上升沿為邊界的振蕩周期，各自的局部極大值一般地被預料出現于0.15t與0.30t之間(例如，參見圖6)。至少由于該原因，在方法800的上述實施例中，初始延遲時間td和閾值時間t0被分別設定為0.15t和0.30t。

還應當指出，需要足夠的時間來通過步驟802的兩個連續(xù)實例以促使較早的暫時振蕩波形在下一個暫時振蕩波形被激發(fā)之前完全衰減。在 一種示例實施例中，在步驟802的兩個連續(xù)實例之間的等待時間能夠為5ms的量級。

圖9-11是以圖表示出在根據本發(fā)明的一種實施例的方法700和800(圖7-8)的執(zhí)行期間于電路100(圖1)內生成的各種信號的時序圖。圖9-11每個都示出了四個信號通道，這些信號通道被標記為ch1-ch4。通道ch1以圖表示出了施加于晶體管開關q1-q4(圖1)的柵極的導通脈沖串。通道ch2以圖表示出了已調節(jié)的電信號152(圖1)。通道ch3以圖表示出了電壓vr(圖1)。通道ch4以圖表示出了觸發(fā)器信號168(圖1)。位于圖表的縱軸上的每個編號的五邊形標記指示各個通道的零電壓電平。注意，五邊形標記編號2位于顯著低于ch2波形的中間部分之處，這顯示出由接口電路150的分壓器406(參見圖4)強加的直流偏移。

圖9以圖表示出了方法700的步驟702-704(圖7)。在時間t1之前，vr＝0(參見通道ch3)。在時間t1與時間t2之間，10個導通脈沖被施加于晶體管開關q1-q4的柵極(參見通道ch1)。脈沖的頻率被選擇為近似高于諧振儲能網絡120(圖1)的預期諧振頻率達兩倍。在時間t2之后沒有更多的導通脈沖被施加(參見通道ch1)。在時間t1與時間t2之間，電壓vr經歷強迫振蕩(參見通道ch3)。在時間t2之后，諧振儲能網絡120進入暫時阻尼振蕩模式，并且電壓vr的振蕩在定性上類似于波形602(比較圖6和通道ch3)。adc170沒有被觸發(fā)(參見通道ch4)，并且處理器174在步驟704依靠接收自計時器160的上述時間序列(控制信號164在“低”和“高”邏輯電平之間轉換的時間)來確定振蕩周期t。

圖10以圖表示出了方法800的步驟802-804(圖8)。與圖10中的通道ch1-ch3對應的波形分別基本上與對應于圖9中的通道ch1-ch3的波形相同。但是，在圖10的通道ch4中的觸發(fā)器信號168現在傳送在步驟804使用的adc觸發(fā)脈沖。在方法800的這種特定實施方式中，在觸發(fā)器信號168中的adc觸發(fā)脈沖的數量為m＝14。在步驟804的這個特定實例中使用的延遲時間td為0.15t。對在通道ch4中的 adc觸發(fā)脈沖相對于通道ch2的波形的時間對準的檢查揭示，該波形的暫時振蕩部分(與圖6的波形602類似)正在與各自的波形極大值對應的時間的稍前的各個時刻被采樣。

圖11同樣以圖表示出了方法800的步驟802-804(圖8)。但是，在圖10和11之間的一個區(qū)別在于，在圖11的通道ch4的觸發(fā)器信號168中的14個adc觸發(fā)脈沖對應于延遲時間td＝0.25t。對在圖11的通道ch4中的adc觸發(fā)脈沖相對于通道ch2的波形的時間對準的檢查揭示，該波形的暫時振蕩部分正在與各自的波形極大值對應的時間的稍后的各個時刻被采樣。這個觀察指出，在圖10所示的步驟802-804的實例與圖11所示的步驟802-804的實例之間，通道ch2的波形的暫時振蕩部分被掃描通過其極大值，由此使得控制器160能夠根據方法700的步驟706(圖7)來編譯陣列e＝(s1，s2，…，sm)。

還應當理解，在不脫離隨附的權利要求書所表示的本發(fā)明的范圍的情況下，本領域技術人員可以對為了解釋本發(fā)明的性質而已經描述并示出的部分的細節(jié)、材料及布局進行各種改變。