本實(shí)用新型涉及電動(dòng)汽車快速充電領(lǐng)域，具體涉及一種電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

電動(dòng)汽車作為清潔新能源交通工具正受到人們?cè)絹?lái)越多的關(guān)注和響應(yīng)。國(guó)家對(duì)新能源汽車先后推出了免征車購(gòu)稅、充電設(shè)施建設(shè)獎(jiǎng)勵(lì)、推廣情況公示、黨政機(jī)關(guān)采購(gòu)等一系列政策措施，提振了汽車行業(yè)發(fā)展新能源汽車的信心。據(jù)工信部統(tǒng)計(jì)數(shù)字顯示，僅2014年我國(guó)就有300多款新能源新車型上市，全年生產(chǎn)8.39萬(wàn)輛，同比增長(zhǎng)近4倍，其中12月生產(chǎn)2.72萬(wàn)輛，創(chuàng)造了全球新能源汽車單月產(chǎn)量最高紀(jì)錄。2015年5月，財(cái)政部、科技部、工業(yè)和信息化部和國(guó)家發(fā)展改革委等四部委發(fā)布了《關(guān)于2016-2020年新能源汽車推廣應(yīng)用財(cái)政支持政策的通知》，明確了“十三五”期間電動(dòng)汽車補(bǔ)貼政策。國(guó)家政策的推行有利于純電動(dòng)汽車的發(fā)展。

目前，電動(dòng)汽車兩大部件蓄電池、充電器的發(fā)展還不能滿足電動(dòng)汽車的要求，已成為影響電動(dòng)汽車發(fā)展的瓶頸。電動(dòng)汽車快速充電技術(shù)是電動(dòng)汽車發(fā)展的必備技術(shù)之一，其對(duì)電動(dòng)汽車的蓄電池的工作效率、使用壽命產(chǎn)生直接的影響，同時(shí)也是制約電動(dòng)汽車快速發(fā)展及普及的一個(gè)重要因素。

電動(dòng)汽車?yán)m(xù)航能力弱以及充電不方便等缺點(diǎn)也成為限制其大范圍使用的障礙。目前，我國(guó)的電動(dòng)汽車所用蓄電池大多為鉛酸蓄電池，而作為蓄電池能量再次補(bǔ)充的充電器的發(fā)展非常緩慢，所采用的充電方法大多未能有效遵從電池內(nèi)部的物理化學(xué)規(guī)律，在常規(guī)充電過程中充電效率低，所消耗的時(shí)間過長(zhǎng)，使整個(gè)充電過程電壓過高，存在著嚴(yán)重的極化、過充電和析氣等現(xiàn)象。

因受到半導(dǎo)體功率器件容量的限制和高頻變壓器磁性材料的制約，單個(gè)逆變單元模塊輸出功率往往不能滿足大功率充電的要求，且一旦該模塊失效則電源無(wú)法正常工作，大大增加了電源損壞的風(fēng)險(xiǎn)。

傳統(tǒng)的鉛酸蓄電池充電方法主要有恒流充電、恒壓充電和先恒流后恒壓充電等。這些充電方法，一方面控制電路簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較容易；另一方面充電時(shí)間比較長(zhǎng)，充電方法過于單一，控制不當(dāng)會(huì)對(duì)蓄電池本身造成損害，以至 影響蓄電池本身的使用壽命。而相比于傳統(tǒng)蓄電池充電方式，四階段智能化快速充電方式更能有效減少對(duì)電池的損害，提高充電效率。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)存在的缺點(diǎn)與不足，本實(shí)用新型提供一種電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)。

本實(shí)用新型采用如下技術(shù)方案：

一種電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)，包括三相交流輸入電網(wǎng)、大功率并聯(lián)移相全橋主電路、正負(fù)脈沖生成電路、控制電路和電池負(fù)載；

所述大功率并聯(lián)移相全橋主電路由兩套以上的移相全橋逆變器并聯(lián)構(gòu)成，所述移相全橋逆變器由依次電氣連接的輸入整流濾波模塊、高頻逆變模塊、功率變壓器模塊和輸出整流濾波模塊構(gòu)成；

所述輸入整流濾波模塊一端與三相交流輸入電網(wǎng)連接，所述輸出整流濾波模塊一端與正負(fù)脈沖生成電路一端連接，所述正負(fù)脈沖生成電路另一端與電池負(fù)載連接；

所述控制電路包括第一控制電路及第二控制電路，所述第一控制電路有兩套以上，且與移相全橋逆變器一一對(duì)應(yīng)，所述第一控制電路包括電壓電流檢測(cè)模塊、故障保護(hù)模塊、第一DSP數(shù)字化控制模塊及MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊，所述故障保護(hù)模塊一端與三相交流輸入電網(wǎng)連接，其另一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊連接，所述MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊的一端與高頻逆變模塊相連，其另一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊的PWM輸出端連接，所述電壓電流檢測(cè)模塊一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊的A/D輸入端連接，其另一端與輸出整流濾波模塊連接；

所述第二控制電路包括第二DSP數(shù)字化控制模塊、IGBT驅(qū)動(dòng)模塊、STM32人機(jī)界面模塊及電池狀態(tài)判斷模塊，所述IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的一端與正負(fù)脈沖生成電路相連，其另一端與第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出端相連，所述電池狀態(tài)判斷模塊的一端與電池負(fù)載相連，其另一端與第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出端相連，所述STM32人機(jī)界面模塊與第一和第二DSP數(shù)字化控制模塊連接。

兩套以上的第一控制電路中的第一DSP數(shù)字化控制模塊及第二DSP數(shù)字化控制模塊通過CAN總線連接。

所述正負(fù)脈沖生成電路包括正脈沖輸出電路和負(fù)脈沖輸出電路。

所述IGBT驅(qū)動(dòng)模塊由2個(gè)TLP250光耦芯片構(gòu)成，將第二DSP數(shù)字化控 制模塊2個(gè)I/O端口的輸出信號(hào)進(jìn)行加強(qiáng)后連接到正負(fù)脈沖生成電路，作為正負(fù)脈沖生成電路開關(guān)管的開關(guān)信號(hào)。

所述第一及第二控制電路均包括數(shù)字信號(hào)處理器，所述數(shù)字信號(hào)處理器采用TMS320F28335。

所述MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊由相互連接的脈沖驅(qū)動(dòng)變壓器和MOSFET式圖騰柱推動(dòng)結(jié)構(gòu)構(gòu)成，用于將第一DSP數(shù)字化控制模塊輸出的全軟件產(chǎn)生的4路移相PWM信號(hào)進(jìn)行功率驅(qū)動(dòng)放大后輸入相應(yīng)的高頻逆變模塊，作為高頻逆變模塊的開關(guān)信號(hào)。

一種電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)的控制方法，采用四階段智能化快速充電方式，包括小電流激活、正負(fù)脈沖、恒壓減流和涓流浮充四個(gè)階段，具體為：

對(duì)電池采用穩(wěn)定小電流激活預(yù)充電，使電池電壓逐步上升到可接受大電流充電的閾值時(shí)進(jìn)入正負(fù)脈沖快速充電；采用大電流正向脈沖和負(fù)向脈沖進(jìn)行正負(fù)脈沖快速充電，當(dāng)電池兩端電壓上升到某一閾值時(shí)控制切換到恒壓減流充電階段，充電電流逐漸減小，當(dāng)電流下降到某一閾值時(shí)，轉(zhuǎn)到涓流浮充階段，直到電流下降到某一閾值時(shí)認(rèn)為充滿關(guān)閉電源。

第二DSP數(shù)字化控制模塊通過電池狀態(tài)判斷模塊檢測(cè)電池正接、電池反接和電池未接3種電池狀態(tài)，具體為：

當(dāng)電池與充電電源正接時(shí)，電池狀態(tài)判斷模塊的輸出端口IO3、輸出端口IO4分別對(duì)應(yīng)輸出低電平及高電平，第二DSP數(shù)字化控制模塊判斷電池正接；

當(dāng)電池與充電電源反接時(shí)，電池狀態(tài)判斷模塊的輸出端口IO3、輸出端口IO4分別對(duì)應(yīng)輸出高電平及低電平，第二DSP數(shù)字化控制模塊判斷電池反接；

當(dāng)電池與充電電源未接時(shí)，電池狀態(tài)判斷模塊的輸出端口IO3、輸出端口IO4分別對(duì)應(yīng)輸出高電平，第二DSP數(shù)字化控制模塊判斷電池未接。

正負(fù)脈沖生成電路對(duì)正負(fù)脈沖信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，通過第二DSP數(shù)字化控制模塊產(chǎn)生定時(shí)器中斷，并根據(jù)程序規(guī)定的時(shí)序?qū)崿F(xiàn)正負(fù)脈沖控制I/O端口的輸出高低電平轉(zhuǎn)換，經(jīng)過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的放大后，實(shí)現(xiàn)IGBT開關(guān)管在小電流狀態(tài)下開通和關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)正負(fù)脈沖的控制。

本實(shí)用新型的有益效果：

(1)輸出功率大；大功率并聯(lián)移相全橋主電路之間通過CAN總線相連，可實(shí)現(xiàn)兩套以上的移相全橋逆變器并聯(lián)。運(yùn)用基于DSP的軟件均流技術(shù)解決充電電源模塊間的并聯(lián)均流問題，從而增大充電電源輸出功率和提高充電電源可 靠性；

(2)充電效率高、充電速度快；采用穩(wěn)定可靠的移相全橋PWM軟開關(guān)技術(shù)極大提高電能轉(zhuǎn)換效率，充電效率高；采用四階段智能化快速充電方式，包括小電流激活、正負(fù)脈沖、恒壓減流和涓流浮充，在不損傷電池的前提下，大大提高充電速度；

(3)系統(tǒng)穩(wěn)定性好、響應(yīng)速度快、控制精度高和可靠性高；該系統(tǒng)以數(shù)字信號(hào)處理器DSP為核心，通過軟件編程，使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定、可靠的大功率輸出，本實(shí)用新型采用全軟件生成的數(shù)字化PWM和電壓電流反饋的數(shù)字化控制技術(shù)，采用了DSP數(shù)字化控制技術(shù)，同時(shí)采用STM32人機(jī)界面實(shí)現(xiàn)充電參數(shù)的給定和LCD顯示，使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性優(yōu)良、控制精度高，系統(tǒng)穩(wěn)定，充電時(shí)安全性高，可靠性高。

附圖說明

圖1為本實(shí)用新型所述電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖；

圖2為本實(shí)用新型所述大功率并聯(lián)移相全橋主電路的電路原理圖；

圖3為本實(shí)用新型所述正負(fù)脈沖生成電路的電路原理圖；

圖4a為本實(shí)用新型所述電壓電流檢測(cè)模塊的電壓檢測(cè)電路原理圖；

圖4b為本實(shí)用新型所述電壓電流檢測(cè)模塊的電流檢測(cè)電路原理圖；

圖5為本實(shí)用新型所述故障保護(hù)模塊的電路原理圖；

圖6為本實(shí)用新型所述DSP數(shù)字化控制模塊的電路原理圖；

圖7為本實(shí)用新型所述MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊的電路原理圖；

圖8為本實(shí)用新型所述IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的電路原理圖；

圖9為本實(shí)用新型所述電池狀態(tài)判斷電路的電路原理圖；

圖10為本實(shí)用新型所述四階段智能化快速充電各階段電壓電流波形示意圖；

圖11為本實(shí)用新型所述電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)的程序流程圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合實(shí)施例及附圖，對(duì)本實(shí)用新型作進(jìn)一步地詳細(xì)說明，但本實(shí)用新型的實(shí)施方式不限于此。

實(shí)施例

如圖1所示，一種電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)，包括三相交流輸入電網(wǎng)、大功率并聯(lián)移相全橋主電路、正負(fù)脈沖生成電路、控制電路和電池負(fù)載；

所述大功率并聯(lián)移相全橋主電路由兩套以上的移相全橋逆變器并聯(lián)構(gòu)成，逆變器之間通過CAN總線相連，所述移相全橋逆變器由依次電氣連接的輸入整流濾波模塊、高頻逆變模塊、功率變壓器模塊和輸出整流濾波模塊構(gòu)成；

所述輸入整流濾波模塊與三相交流輸入電網(wǎng)連接，所述輸出整流濾波模塊與正負(fù)脈沖生成電路連接，所述正負(fù)脈沖生成電路與電池負(fù)載連接；

所述控制電路包括第一控制電路及第二控制電路，所述第一控制電路有兩套以上，且與移相全橋逆變器一一對(duì)應(yīng)，所述第一控制電路包括電壓電流檢測(cè)模塊、故障保護(hù)模塊、第一DSP數(shù)字化控制模塊及MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊，所述故障保護(hù)模塊一端與三相交流輸入電網(wǎng)連接，其另一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊連接，所述MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊的一端與高頻逆變模塊相連，其另一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊的PWM輸出端連接，所述電壓電流檢測(cè)模塊一端與第一DSP數(shù)字化控制模塊的A/D輸入端連接，其另一端與輸出整流濾波模塊連接；

所述第二控制電路包括第二DSP數(shù)字化控制模塊、IGBT驅(qū)動(dòng)模塊、STM32人機(jī)界面模塊及電池狀態(tài)判斷模塊，所述IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的一端與正負(fù)脈沖生成電路相連，其另一端與第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出端相連，所述電池狀態(tài)判斷模塊的一端與電池負(fù)載相連，其另一端與第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出端相連，所述STM32人機(jī)界面模塊與第一和第二DSP數(shù)字化控制模塊連接。

兩套以上的第一控制電路中的第一DSP數(shù)字化控制模塊及第二控制電路中的第二DSP數(shù)字化控制模塊通過CAN總線連接。

所述第一及第二控制電路均包括數(shù)字信號(hào)處理器，所述數(shù)字信號(hào)處理器采用TMS320F28335。

第一及第二DSP數(shù)字化控制模塊由數(shù)字信號(hào)處理器及其外圍電路組成，所述數(shù)字信號(hào)處理器采用TMS320F28335芯片。所述故障保護(hù)模塊分別為檢測(cè)工頻交流輸入電壓，是電壓檢測(cè)裝置；檢測(cè)過溫信號(hào)，是溫度繼電器；檢測(cè)初級(jí)電流信號(hào)，是霍爾電流傳感器。所述電壓電流檢測(cè)模塊為電壓電流傳感器，與輸出整流濾波模塊相連接。所述第一DSP數(shù)字化控制模塊通過A/D轉(zhuǎn)換，將采集到的電壓和電流信號(hào)送到DSP中，DSP通過并聯(lián)均流算法對(duì)電源主電路的電壓和電流進(jìn)行閉環(huán)控制，產(chǎn)生4路移相PWM信號(hào)，經(jīng)MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊控制 功率器件MOSFET開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間，以達(dá)到控制電壓和電流的目的，實(shí)現(xiàn)數(shù)字化并聯(lián)均流控制。所述故障保護(hù)模塊通過檢測(cè)充電電源系統(tǒng)的電壓和電流，以及溫度是否在正常范圍內(nèi)，反饋信號(hào)給第一DSP數(shù)字化控制模塊。所述第二DSP數(shù)字化控制模塊通過電池狀態(tài)判斷模塊檢測(cè)電池正接、電池反接和電池未接3種電池狀態(tài)；所述第二DSP數(shù)字化控制模塊產(chǎn)生定時(shí)器中斷，并根據(jù)程序規(guī)定的時(shí)序?qū)崿F(xiàn)正負(fù)脈沖控制I/O端口的輸出高低電平轉(zhuǎn)換，經(jīng)過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的放大后，實(shí)現(xiàn)IGBT開關(guān)管在小電流狀態(tài)下開通和關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)正負(fù)脈沖的控制。

如圖2所示為本實(shí)用新型的大功率并聯(lián)移相全橋主電路原理圖。主電路采用電壓型移相全橋軟開關(guān)變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由輸入整流濾波模塊、高頻逆變模塊、功率變壓器模塊和輸出整流濾波模塊組成。包括輸入整流橋BR1，MOSFET開關(guān)管V1～V4，每個(gè)開關(guān)管上帶有寄生二極管和寄生電容，MOSFET開關(guān)管V1和V3、V2和V4分別依次連接后再并聯(lián)；輸入整流橋BR1的正向輸出經(jīng)電感L1后加在電容C1正極；MOSFET開關(guān)管V1和V3之間的輸出或輸入經(jīng)并聯(lián)的隔直電容C3和C4后再經(jīng)諧振電感L2最后至高頻隔離變壓器T1一輸入端，MOSFET開關(guān)管V2和V4之間的輸出或輸入至高頻隔離變壓器T1的另一輸入端，MOSFET開關(guān)管V1和V3組成的橋臂為超前橋臂，V2和V4組成的橋臂為滯后橋臂，每個(gè)橋臂的2個(gè)MOSFET開關(guān)管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，兩個(gè)橋臂之間的導(dǎo)通相位相差一個(gè)相位角。

輸出整流濾波電路：二極管V5和V6、V7和V8分別并聯(lián)，并聯(lián)的V5和V6的正極接高頻隔離變壓器T1的一輸出端、并聯(lián)的二極管V7和V8的正極接高頻隔離變壓器T1的另一輸出端，并聯(lián)的V5和V6上還并聯(lián)有吸收電阻R5、R6和電容C5，同樣，并聯(lián)的二極管V7和V8上也并聯(lián)有吸收電阻R7、R8和電容C6；輸出整流二極管V5～V8的負(fù)極經(jīng)電感L3為輸出的一端、輸出的另一端為高頻隔離變壓器T1的中間抽頭。

如圖3所示是本實(shí)用新型的正負(fù)脈沖生成電路，所述正負(fù)脈沖生成電路包括正脈沖輸出電路和負(fù)脈沖輸出電路。正脈沖輸出電路由IGBT開關(guān)管和電池負(fù)載組成，負(fù)脈沖輸出電路由IGBT開關(guān)管、放電排阻以及電池負(fù)載組成。V1和V2為絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)，R1～R4為耗能電阻，為電池負(fù)載提供放電回路即產(chǎn)生負(fù)脈沖。正負(fù)脈沖生成電路對(duì)正負(fù)脈沖信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，通過第二DSP數(shù)字化控制模塊產(chǎn)生定時(shí)器中斷，并根據(jù)程序規(guī)定的時(shí)序?qū)崿F(xiàn)正負(fù)脈沖控制I/O端口的輸出高低電平轉(zhuǎn)換，經(jīng)過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊的放大后，實(shí)現(xiàn)對(duì) 正負(fù)脈沖的控制。在正脈沖產(chǎn)生階段，第二DSP數(shù)字化控制模塊控制I/O1輸出高電平和I/O2輸出低電平來(lái)控制開通V1和關(guān)斷V2，實(shí)現(xiàn)正脈沖電流對(duì)電池的充電。進(jìn)入死區(qū)階段，V1及V2關(guān)斷。在負(fù)脈沖產(chǎn)生階段，第二DSP數(shù)字化控制模塊控制I/O1輸出低電平和I/O2輸出高電平來(lái)控制關(guān)斷V1和開通V2，電池通過V2向R1～R4放電并將電能消耗，瞬時(shí)釋放電能，即形成負(fù)脈沖放電電流，從而消除電池的析氣極化現(xiàn)象。

如圖4a和圖4b所示分別是本實(shí)用新型的電壓電流檢測(cè)模塊的電壓檢測(cè)電路原理圖和電流檢測(cè)電路原理圖。電壓采樣信號(hào)經(jīng)過電感L1、L2與電容C47、C48濾波后，采用非隔離電阻R47、R48分壓采樣，之后經(jīng)過運(yùn)算放大器U16B進(jìn)行信號(hào)調(diào)理，再經(jīng)過線性光電耦合器芯片U18、電壓跟隨器U17B進(jìn)行隔離和調(diào)整，成為與輸出電壓成線性關(guān)系的電壓信號(hào)，得到的小于或等于3.3V的電壓信號(hào)分別輸入到第一DSP數(shù)字化控制模塊的ADCIN0，再通過相應(yīng)軟件實(shí)現(xiàn)電壓A/D轉(zhuǎn)換。電流采樣電路利用霍爾電流傳感器對(duì)主電路的輸出電流進(jìn)行電流信號(hào)采樣，霍爾電流傳感器得到與輸出電流成線性關(guān)系的微弱電壓信號(hào)經(jīng)過濾波后得到較為干凈、平滑的信號(hào)，然后分別將電流反饋信號(hào)輸入到第一DSP數(shù)字化控制模塊的ADCIN1，再通過相應(yīng)軟件實(shí)現(xiàn)電流A/D轉(zhuǎn)換。上述環(huán)節(jié)構(gòu)成的電壓電流反饋閉環(huán)控制電路，就可以實(shí)現(xiàn)電壓和電流的控制。

所示圖5是本實(shí)用新型的故障保護(hù)模塊的電路原理圖。輸入過欠壓保護(hù)檢測(cè)電路將三相交流輸入電網(wǎng)經(jīng)工頻變壓器降壓后，用橋式整流電路整流成直流電壓信號(hào)后供給電阻分壓電路，分別調(diào)節(jié)橋式電路電阻R39、R26和R38、R24的大小，就可以改變電網(wǎng)輸入過欠壓的閾值，即可起到輸入過欠壓保護(hù)作用。過溫保護(hù)檢測(cè)電路通過檢測(cè)散熱器上的溫度繼電器的斷開來(lái)實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)，得到CN1的①②斷開信號(hào)給比較器U6A的反相輸入端，U6A作為比較器進(jìn)行電壓比較。其同相端為給定參考電壓，當(dāng)散熱器的溫度低于溫度繼電器閾值溫度時(shí)，溫度繼電器閉合，比較器U6A反相輸入端為低電平，比較器U6A輸出高電平；當(dāng)散熱器的溫度高于溫度繼電器閾值溫度時(shí)，溫度繼電器斷開，比較器U6A反相輸入端為高電平，比較器U6A輸出低電平，此信號(hào)可引起第一DSP數(shù)字化控制模塊的DSP數(shù)字信號(hào)處理器的故障保護(hù)中斷。初級(jí)過流保護(hù)檢測(cè)電路檢測(cè)初級(jí)電流信號(hào)經(jīng)濾波后給比較器U6B的反相輸入端，U6B作為比較器其同相輸入端為給定參考電流，當(dāng)檢測(cè)到的初級(jí)電流大于給定參考電流時(shí)，比較器U6B輸出低電平，此信號(hào)可引起第一DSP數(shù)字化控制模塊的DSP數(shù)字信號(hào)處理器的故障保護(hù)中斷。圖中與門U13的輸出經(jīng)光耦U14后與第一DSP數(shù)字化 控制模塊的DSP數(shù)字信號(hào)處理器的故障保護(hù)檢測(cè)引腳相連接，當(dāng)出現(xiàn)輸入過欠壓、過溫和輸出過流故障時(shí)，與門U13輸出端輸出低電平，經(jīng)U14光耦后輸出低電平，作為第一DSP數(shù)字化控制模塊的DSP的故障保護(hù)中斷的觸發(fā)信號(hào)給第一DSP數(shù)字化控制模塊的DSP數(shù)字信號(hào)處理器的故障保護(hù)引腳，進(jìn)入故障保護(hù)中斷服務(wù)子程序，實(shí)現(xiàn)故障保護(hù)。

如圖6所示，第一及第二DSP數(shù)字化控制模塊包括數(shù)字信號(hào)處理器，所述數(shù)字信號(hào)處理器采用TMS320F28335，其基本結(jié)構(gòu)包括PWM輸出模塊、RS232/485與eCAN通信模塊、定時(shí)器、存儲(chǔ)模塊RAM與FLASH、數(shù)字I/O口、A/D模擬輸入。A/D采樣進(jìn)來(lái)的模擬信號(hào)送到第一DSP數(shù)字化控制模塊的A/D轉(zhuǎn)換通道，第一DSP數(shù)字化控制模塊通過軟件算法實(shí)現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換，輸出4路移相PWM信號(hào)經(jīng)過MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊隔離放大后對(duì)主電路進(jìn)行移相調(diào)制。此處采用了定時(shí)器周期中斷和下溢中斷，在定時(shí)器周期中斷觸發(fā)后，周期中斷服務(wù)程序里將原來(lái)的增計(jì)數(shù)的比較匹配值更改為減計(jì)數(shù)需要的匹配值，在下溢中斷觸發(fā)的時(shí)候，在下溢中斷服務(wù)程序里將原來(lái)的減計(jì)數(shù)的比較匹配值更改為下一周期增計(jì)數(shù)需要的比較匹配值，實(shí)現(xiàn)移相全橋軟開關(guān)控制。第二DSP數(shù)字化控制模塊通過預(yù)置程序?qū)崿F(xiàn)定時(shí)器控制時(shí)序，通過定時(shí)器周期中斷實(shí)現(xiàn)2個(gè)I/O端口的高低電平轉(zhuǎn)換，并經(jīng)過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊放大從而對(duì)正負(fù)脈沖生成電路進(jìn)行正負(fù)脈沖的切換。此處采用了定時(shí)器周期中斷，當(dāng)定時(shí)器周期計(jì)數(shù)到給定值時(shí)，執(zhí)行時(shí)序程序規(guī)定的操作，控制2個(gè)I/O端口輸出相應(yīng)的高低電平從而控制IGBT開關(guān)管的開通與關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)正負(fù)脈沖的產(chǎn)生與切換。同時(shí)第二DSP數(shù)字化控制模塊通過另外2個(gè)I/O端口對(duì)由電池狀態(tài)判斷模塊產(chǎn)生的2路電平信號(hào)進(jìn)行高低電平識(shí)別，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)電池正接、電池反接和電池未接3種電池狀態(tài)的判斷。

所示圖7是本實(shí)用新型中的MOSFET驅(qū)動(dòng)模塊的電路原理圖。驅(qū)動(dòng)電路原邊采用了高速M(fèi)OSFET N1b～N4b組成的圖騰柱式推動(dòng)結(jié)構(gòu)，能對(duì)第一DSP數(shù)字化控制模塊發(fā)送過來(lái)的驅(qū)動(dòng)脈沖PWM1～PWM4實(shí)現(xiàn)快速切換并加大驅(qū)動(dòng)功率。驅(qū)動(dòng)電路副邊采用了穩(wěn)壓管D9b～D10b、D16b～D17b、D23b～D24b、D30b～D31b對(duì)驅(qū)動(dòng)脈沖進(jìn)行穩(wěn)壓鉗位，以防止經(jīng)過驅(qū)動(dòng)變壓器T1b和T2b轉(zhuǎn)換得到的驅(qū)動(dòng)脈沖幅值過高損壞變換器原邊變換電路高壓MOSFET開關(guān)管V1～V4；電容C7b～C10b對(duì)高壓MOSFET開關(guān)管V1～V4進(jìn)行加速驅(qū)動(dòng)，以盡量消除開通時(shí)刻MOSFET米勒效應(yīng)帶來(lái)的開通延時(shí)不利影響；D13b與V1b、D20b與V2b、D27b與V3b、D34b與V4b組成的快速放電回路能在驅(qū)動(dòng)脈沖關(guān) 斷時(shí)間加速脈沖后沿關(guān)斷，消除關(guān)斷時(shí)刻MOSFET米勒效應(yīng)引起的二次導(dǎo)通。

所示圖8為本實(shí)用新型的IGBT驅(qū)動(dòng)模塊。所述IGBT驅(qū)動(dòng)模塊主要由TLP250光耦芯片構(gòu)成，由于第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O口輸出的是3.3V的方波信號(hào)，不能滿足驅(qū)動(dòng)IGBT的功率要求，而且也無(wú)法實(shí)現(xiàn)控制電路與主電路的隔離，因此本實(shí)用新型采用日本東芝的TLP250高速光電耦合器組成IGBT驅(qū)動(dòng)電路，能對(duì)第二DSP數(shù)字化控制模塊發(fā)送過來(lái)的I/O驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)現(xiàn)快速切換并加大驅(qū)動(dòng)功率。第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出端分別與2個(gè)TLP250的2管腳相連，TLP250的輸出分別與正負(fù)脈沖生成電路的2個(gè)IGBT開關(guān)管的G、E極相連。這樣，由第二DSP數(shù)字化控制模塊輸出給TLP250的3.3V的I/O信號(hào)不需要經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換，只需通過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊就可以直接驅(qū)動(dòng)正負(fù)脈沖生成電路中的IGBT；當(dāng)?shù)诙﨑SP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出信號(hào)為高電平時(shí)，通過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊，IGBT的G、E極間得到一個(gè)+17V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)而開通；當(dāng)?shù)诙﨑SP數(shù)字化控制模塊的I/O輸出為低電平時(shí)，通過IGBT驅(qū)動(dòng)模塊，IGBT的G、E極間得到一個(gè)-7V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)而關(guān)斷，這樣就能很好地滿足快速開通和關(guān)斷IGBT開關(guān)管的要求。

所示圖9為本實(shí)用新型的電池狀態(tài)判斷電路原理圖。電池狀態(tài)分為3種情況。當(dāng)電池與充電電源正接時(shí)，+BT為正，此時(shí)V16開通，V19關(guān)斷，因此I/O3為低電平，I/O4為高電平，第二DSP數(shù)字化控制模塊可以判斷出電池正接；當(dāng)電池與充電電源反接時(shí)，+BT為負(fù)，此時(shí)V16關(guān)斷，V19開通，因此I/O3為高電平，I/O4為低電平，此時(shí)第二DSP數(shù)字化控制模塊可以判斷出電池反接；當(dāng)電池與充電電源未接時(shí)，此時(shí)V16和V19都關(guān)斷，因此I/O3和I/O4都為高電平，此時(shí)第二DSP數(shù)字化控制模塊可以判斷出電池未接。

所示圖10為本實(shí)用新型的四階段智能化快速充電各階段電壓電流波形示意圖：

(1)小電流激活(0-t₀)：對(duì)長(zhǎng)期不用的電池或新電池一開始就采用快速充電會(huì)影響電池的壽命。為了避免這一問題需要先對(duì)蓄電池實(shí)行小電流激活，定時(shí)3分鐘，再轉(zhuǎn)入下一級(jí)正負(fù)脈沖充電。

(2)正負(fù)脈沖(t₀-t₁)：正脈沖大電流充電后，電池的容量增加，電壓上升，極化效果明顯。在脈沖的前停歇階段，隨著充電電流的消失，歐姆極化消失，濃差極化也因擴(kuò)散作用而部分消失。接著再放電，使蓄電池反向通過一個(gè)較大的脈沖電流，可以消除極板孔隙中形成的氣體，幫助濃差極化進(jìn)一步消失。脈沖階段的加入，起到了去除極化的作用，達(dá)到了快速充電的目的。在脈 沖快速充電后期，電壓上升較快，則適時(shí)地轉(zhuǎn)入第三級(jí)恒壓減流階段。

(3)恒壓減流(t₁-t₂)：脈沖快速充電終止后，電池并不一定充足電，為了保證電池充入100％的電量，對(duì)電池還要進(jìn)行補(bǔ)足充電。此階段充電采用恒壓減流，可使電池容量快速恢復(fù)。此時(shí)充電電流逐漸減小，當(dāng)電流下降至某一閾值時(shí)，轉(zhuǎn)入涓流浮充階段。

(4)涓流浮充(t₂-t₃)：此階段主要用來(lái)補(bǔ)充蓄電池自放電所消耗的能量，只要在電池接在充電器上并且充電器接通電源，充電器就會(huì)給電池不斷補(bǔ)充電荷，可使電池總處于充足電狀態(tài)，也標(biāo)志著充電過程已結(jié)束。

所示圖11為本實(shí)用新型電動(dòng)汽車大功率智能化快速充電電源系統(tǒng)的程序流程圖。四階段智能化快速充電程序?yàn)椋旱谝浑A段采用固定的5A直流電流先預(yù)充3分鐘以激活電池，此階段第二DSP數(shù)字化控制模塊的I/O1維持高電平，I/O2輸出低電平。第二階段為正脈沖大電流快速充電以及負(fù)脈沖修復(fù)電池階段，3分鐘預(yù)充結(jié)束，電流開始從5A預(yù)充電流抬高到脈沖電流對(duì)應(yīng)的電流值，此階段I/O1維持高電平，I/O2輸出低電平。當(dāng)800ms正脈沖電流結(jié)束后，接著150ms(死區(qū)時(shí)間50ms+負(fù)脈沖50ms+死區(qū)時(shí)間50ms)，在150ms區(qū)間內(nèi)第10ms處I/O1變?yōu)榈碗娖疥P(guān)閉正脈沖IGBT開關(guān)管，從而保證了小電流狀態(tài)下關(guān)斷以保證低關(guān)斷功耗；第50ms處I/O2輸出高電平開通負(fù)脈沖IGBT開關(guān)管維持50ms實(shí)現(xiàn)放電負(fù)脈沖，第100ms處I/O2變?yōu)榈碗娖疥P(guān)閉負(fù)脈沖IGBT開關(guān)管，第140ms處I/O1再次高電平開通正脈沖IGBT開關(guān)管，然后脈沖電流給定第150ms處跳變?yōu)殡娏鹘o定值，從而完成一個(gè)周期，當(dāng)充電電壓到達(dá)閾值后進(jìn)行恒壓減流。當(dāng)檢測(cè)到實(shí)際脈沖電流小于5A時(shí)可以認(rèn)為電池已經(jīng)基本充滿，從而進(jìn)入第四階段涓流浮充，此階段I/O1維持高電平，I/O2輸出低電平，此階段強(qiáng)制輸出一個(gè)5A的電流進(jìn)行涓流浮充到電流小于3A后表示電池充滿關(guān)機(jī)。整個(gè)電池充電過程中，采樣電路持續(xù)對(duì)充電電流進(jìn)行實(shí)時(shí)檢測(cè)，當(dāng)電流小于3A后電源自動(dòng)關(guān)機(jī)，第一DSP數(shù)字化控制模塊提示電池已充滿。

本實(shí)用新型采用兩套以上相互并聯(lián)的移相全橋逆變主電路，運(yùn)用基于DSP的軟件均流技術(shù)解決充電電源模塊間的并聯(lián)均流問題，從而增大充電電源輸出功率和提高充電電源可靠性；同時(shí)采用四階段智能化快速充電方式，包括小電流激活、正負(fù)脈沖、恒壓減流和涓流浮充，在不損傷電池的前提下，大大提高充電速度。具有輸出功率大、充電效率高、充電速度快、可靠性高、效率高和結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。

上述實(shí)施例為本實(shí)用新型較佳的實(shí)施方式，但本實(shí)用新型的實(shí)施方式并不 受所述實(shí)施例的限制，其他的任何未背離本實(shí)用新型的精神實(shí)質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡(jiǎn)化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本實(shí)用新型的保護(hù)范圍之內(nèi)。