本發(fā)明涉及對隨著發(fā)動機等的振動而在車內(nèi)產(chǎn)生的噪聲進行降低的有源型噪聲降低裝置。

背景技術(shù)：

圖9是現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置501的框圖。有源型噪聲降低裝置501針對隨著車輛的發(fā)動機的旋轉(zhuǎn)而在車內(nèi)產(chǎn)生的噪聲，產(chǎn)生與噪聲相同的振幅并且與噪聲相反相位的聲波，通過使其與噪聲干擾來降低噪聲。

用于產(chǎn)生使其與噪聲干擾的聲波的控制信號是將與噪聲相同頻率的正弦波信號以及余弦波信號分別與自適應(yīng)濾波器系數(shù)相乘后相加來生成的。

自適應(yīng)濾波器基于來自設(shè)置于控制點的話筒的信號、和對作為正弦波信號的基準信號卷積揚聲器與話筒之間的傳輸特性而得到的信號即模擬信號，通過LMS算法而被更新。

作為與有源型噪聲降低裝置501有關(guān)的在先技術(shù)文獻信息，例如已知專利文獻1以及專利文獻2。

在先技術(shù)文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特開2000-99037號公報

專利文獻2：專利第4079831號公報

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有源型噪聲降低裝置具備：控制頻率判定器，對噪聲的頻率進行判定；參考余弦波產(chǎn)生器，產(chǎn)生具有所判定的頻率的參考余弦波信號；參考正弦波產(chǎn)生器，產(chǎn)生具有噪聲的頻率的參考正弦波信號；第一1抽頭自適應(yīng)濾波器，被輸入?yún)⒖加嘞也ㄐ盘柌⒕哂械?濾波器系數(shù)；第二1抽頭自適應(yīng)濾波器，被輸入?yún)⒖颊也ㄐ盘柌⒕哂械?濾波器系數(shù)；加法器，將來自第一1抽頭自適應(yīng)濾波器的輸出信號和來自第二1抽頭自適應(yīng)濾波器的輸出信號相加；2次噪聲產(chǎn)生器，被來自加法器的輸出信號驅(qū)動來產(chǎn)生2次噪聲；殘留聲音檢測器，對由于2次噪聲與噪聲之間的干擾而產(chǎn)生的殘留聲音進行檢測；模擬信號產(chǎn)生器，輸出利用對從2次噪聲產(chǎn)生器到殘留聲音檢測器之間的傳輸特性進行模擬的特性來分別修正參考余弦波信號以及參考正弦波信號而得到的模擬余弦波信號以及模擬正弦波信號；和濾波器系數(shù)更新單元，基于來自殘留聲音檢測器的輸出信號、來自模擬信號產(chǎn)生器的輸出信號、所述參考余弦波信號、所述參考正弦波信號和來自所述加法器的輸出信號，對第1濾波器系數(shù)和第2濾波器系數(shù)進行更新。2次噪聲在殘留聲音檢測器所設(shè)置的空間中使噪聲降低。

附圖說明

圖1是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的框圖。

圖2是實施方式1中的另一有源型噪聲降低裝置的框圖。

圖3是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的開環(huán)特性的測定系統(tǒng)的框圖。

圖4是現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置的開環(huán)特性的測定系統(tǒng)的框圖。

圖5A是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的控制頻率為100Hz的情況下的開環(huán)的振幅特性圖。

圖5B是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的控制頻率為100Hz的情況下的開環(huán)的相位特性圖。

圖6A是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的控制頻率為200Hz的情況下的開環(huán)的振幅特性圖。

圖6B是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置的控制頻率為200Hz的情況下的開環(huán)的相位特性圖。

圖7是實施方式2中的有源型噪聲降低裝置的框圖。

圖8A是實施方式2中的有源型噪聲降低裝置的開環(huán)特性圖。

圖8B是實施方式2中的有源型噪聲降低裝置的開環(huán)特性圖。

圖9是現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置的框圖。

具體實施方式

在現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置501中，在由于基于經(jīng)時的揚聲器或話筒的特性變化、窗戶的開閉或乘客數(shù)增減等車內(nèi)環(huán)境的變化，導(dǎo)致?lián)P聲器與話筒間的當前的傳輸特性與為了生成模擬信號而保存于有源型噪聲降低裝置內(nèi)的運算器的傳輸特性數(shù)據(jù)不同的情況下，自適應(yīng)濾波器的動作變得不穩(wěn)定，不僅不能得到理想的噪聲降低效果，還反而陷入增大噪聲的發(fā)散狀態(tài)。

此外，在現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置501中，在像粗糙的路面上的行駛時、窗戶的打開時那樣，來自外部的雜音的混入明顯的條件下，濾波器系數(shù)的更新也不能適當?shù)剡M行，自適應(yīng)濾波器的動作變得不穩(wěn)定，在最壞的情況下，可能產(chǎn)生基于發(fā)散的異常聲音，給乘客帶來明顯的不適感。進一步地，在現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置501中，在設(shè)置于控制點的話筒位置的噪聲等級與乘客的耳朵位置處的噪聲等級存在差的情況下，可能成為乘客的耳朵位置處的噪聲降低效果變小這一過補償狀態(tài)。

為了解決上述的課題，在專利文獻2中，使控制信號以初始傳輸特性而被聲音傳輸至話筒的信號(補償信號)數(shù)值運算地產(chǎn)生，將補償信號與話筒的輸出信號相加得到的信號用于自適應(yīng)控制算法。由此，在當前的傳輸特性從初始傳輸特性顯著變化的情況下、由于來自外部的雜音的混入導(dǎo)致自適應(yīng)陷波濾波器的濾波器系數(shù)較大變動的情況下，也使自適應(yīng)控制算法發(fā)揮作用以使得提高穩(wěn)定性，抑制濾波器的發(fā)散，并且抑制乘客的耳朵位置處的過補償。

但是，在該情況下，每個話筒中需要補償信號生成運算。在搭載于實際的車輛的系統(tǒng)中，需要設(shè)置多個話筒，因此專利文獻2中公開的方法中，與話筒所增多的部分相應(yīng)地運算量增大，在假定實際使用的狀況的情況下，在成本方面不利。

(實施方式1)

圖1是實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001的框圖。有源型噪聲降低裝置1001具備：控制頻率判定器1、參考余弦波產(chǎn)生器2、參考正弦波產(chǎn)生器3、1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6、加法器9、2次噪聲產(chǎn)生器11a、模擬信號產(chǎn)生器4、濾波器系數(shù)更新部7、8、殘留聲音檢測器12?？刂祁l率判定器1接受與發(fā)動機/軸等汽車的旋轉(zhuǎn)構(gòu)件有關(guān)的信號，根據(jù)檢測出的旋轉(zhuǎn)頻率來輸出作為消音對象的控制空間S1中的噪聲N0的頻率f。例如在發(fā)動機旋轉(zhuǎn)的情況下，接收與其同步的電信號即發(fā)動機脈沖，檢測發(fā)動機的轉(zhuǎn)速。然后，輸出根據(jù)轉(zhuǎn)速而產(chǎn)生的噪聲N0的頻率f。控制頻率判定器1所輸出的頻率f被輸入到參考余弦波產(chǎn)生器2、參考正弦波產(chǎn)生器3以及模擬信號產(chǎn)生器4。1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6構(gòu)成自適應(yīng)陷波濾波器部51。濾波器系數(shù)更新部7、8構(gòu)成濾波器系數(shù)更新單元52。

參考余弦波產(chǎn)生器2和參考正弦波產(chǎn)生器3分別生成作為與在時刻n由控制頻率判定器1求出的應(yīng)消音的頻率f同步的參考信號的參考余弦波信號b0(n)和參考正弦波信號b1(n)。余弦波信號b0(n)和參考正弦波信號b1(n)相差90度相位。

作為參考余弦波產(chǎn)生器2的輸出信號的參考余弦波信號b0(n)與自適應(yīng)陷波濾波器部51之中1抽頭自適應(yīng)濾波器5的濾波器系數(shù)W0(n)相乘。同樣地，作為參考正弦波產(chǎn)生器3的輸出信號的參考正弦波信號b1(n)與自適應(yīng)陷波濾波器部51之中1抽頭自適應(yīng)濾波器6的濾波器系數(shù)W1(n)相乘。然后，加法器9輸出將1抽頭自適應(yīng)濾波器5的輸出信號(W0(n)·b0(n))與1抽頭自適應(yīng)濾波器6的輸出信號(W1(n)·b1(n))相加得到的輸出信號y(n)。

2次噪聲產(chǎn)生器11a具有功率放大器10和揚聲器11。殘留聲音檢測器12和2次噪聲產(chǎn)生器11a的揚聲器11被設(shè)置于控制空間S1。自適應(yīng)陷波濾波器部51的輸出即加法器9的輸出信號y(n)在被功率放大器10功率放大后，作為用于抵消作為課題的噪聲N0的二次噪聲N1，被從揚聲器11放射。作為課題的噪聲N0通過與二次噪聲N1的干擾而被消音。此時未被消音的殘留聲音被作為話筒的殘留聲音檢測器12檢測，作為誤差信號e(n)而被利用于用來更新1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的第一自適應(yīng)控制算法。

模擬信號產(chǎn)生器4保持頻率f處的從功率放大器10到殘留聲音檢測器12的傳輸特性數(shù)據(jù)，生成將參考信號與上述傳輸特性卷積得到的信號即模擬信號。模擬信號由通過將參考余弦波信號b0(n)與傳輸特性卷積而得到的模擬余弦波信號r0(n)、和通過將參考正弦波信號b1(n)與傳輸特性卷積而得到的模擬正弦波信號r1(n)構(gòu)成。也就是說，模擬信號產(chǎn)生器4輸出利用對從2次噪聲產(chǎn)生器11a(揚聲器11)到殘留聲音檢測器12之間的傳輸特性進行模擬的特性來分別修正參考余弦波信號b0(n)以及參考正弦波信號b1(n)而得到的模擬余弦波信號r0(n)以及模擬正弦波信號r1(n)。

模擬信號r0(n)、r1(n)的生成中，利用保存于ROM等存儲介質(zhì)的傳輸特性的數(shù)據(jù)。通過頻率特性測定器等來預(yù)先測量傳輸系統(tǒng)的振幅特性和相位特性，將每個頻率的振幅和相位作為表來保存于存儲介質(zhì)。在信號生成時，基于控制頻率判定器的輸出值，從保存于存儲介質(zhì)的表讀取振幅和相位，通過對具有讀取的振幅、相位和基于控制頻率判定器1的輸出值的頻率的余弦波以及正弦波進行計算來生成信號。

換句話說，根據(jù)控制頻率判定器1輸出的頻率f、增益C和相位時刻n的模擬余弦波信號r0(n)和模擬正弦波信號r1(n)通過(式1)和(式2)而被分別得到。

【式1】

r0(n)＝C·cos(2·π·f·n+φ)

【式2】

r1(n)＝C·sin(2·π·f·n+φ)

第一自適應(yīng)控制算法利用上述模擬信號r0(n)、r1(n)和來自殘留聲音檢測器12的輸出即誤差信號e(n)，第一自適應(yīng)控制算法通過濾波器系數(shù)更新部7來實現(xiàn)。

1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)基于步長參數(shù)μ，通過(式3)(式4)而被分別更新。

【式3】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·r0(n)·e(n)

【式4】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·r1(n)·e(n)

進一步地，通過第二自適應(yīng)控制算法，實現(xiàn)控制的穩(wěn)定化。第二自適應(yīng)控制算法利用參考信號b0(n)、b1(n)和自適應(yīng)陷波濾波器部51的輸出信號y(n)，第二自適應(yīng)控制算法通過濾波器系數(shù)更新部8來實現(xiàn)。

在第二自適應(yīng)控制算法中，1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)基于步長參數(shù)μ，通過(式5)(式6)而被分別更新。

【式5】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·b0(n)·y(n)

【式6】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·b1(n)·y(n)

在有源型噪聲降低裝置1001中，將第一自適應(yīng)控制算法和第二自適應(yīng)控制算法組合，通過(式7)(式8)來分別更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)。

【式7】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·(r0(n)·e(n)+b0(n)·y(n))

【式8】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·(r1(n)·e(n)+b1(n)·y(n))

如上所述，濾波器系數(shù)更新單元52基于來自殘留聲音檢測器12的輸出信號(誤差信號e(n))、來自模擬信號產(chǎn)生器4的輸出信號(模擬余弦波信號r0(n)、模擬正弦波信號r1(n))、參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)，對濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)進行更新。

濾波器系數(shù)更新部7不使用參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)，而基于來自殘留聲音檢測器12的輸出信號(誤差信號e(n))、來自模擬信號產(chǎn)生器4的輸出信號(模擬余弦波信號r0(n)、模擬正弦波信號r1(n))來更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)。濾波器系數(shù)更新部8不使用來自殘留聲音檢測器12的輸出信號(誤差信號e(n))和來自模擬信號產(chǎn)生器的輸出信號(模擬余弦波信號r0(n)、模擬正弦波信號r1(n))，而基于參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)來更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)。

接下來，考慮話筒即殘留聲音檢測器12的數(shù)量從1個增加至2個的情況。圖2是實施方式1中的另一有源型噪聲降低裝置1002的框圖。在圖2中，對與圖1所示的有源型噪聲降低裝置1001相同的部分，付與相同的參考編號。有源型噪聲降低裝置1002還具備作為話筒的殘留聲音檢測器15。

作為課題的噪聲N0通過與二次噪聲N1的干擾而被消音。此時未被消音的殘留聲音被設(shè)置于控制空間的殘留聲音檢測器12、15檢測，殘留聲音檢測器12、15基于檢測到的殘留聲音來分別輸出誤差信號e0(n)、e1(n)。

模擬信號產(chǎn)生器4輸出利用對從2次噪聲產(chǎn)生器11a(揚聲器11)到殘留聲音檢測器12之間的傳輸特性進行模擬的特性來分別修正參考余弦波信號b0(n)以及參考正弦波信號b1(n)而得到的模擬余弦波信號r00(n)以及模擬正弦波信號r01(n)。同樣地，模擬信號產(chǎn)生器4輸出利用對從2次噪聲產(chǎn)生器11a(揚聲器11)到殘留聲音檢測器15之間的傳輸特性進行模擬的特性來分別修正參考余弦波信號b0(n)以及參考正弦波信號b1(n)而得到的模擬余弦波信號r10(n)以及模擬正弦波信號r11(n)。

在圖2所示的有源型噪聲降低裝置1002中，1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)基于步長參數(shù)μ，通過(式9)(式10)而被分別更新。

【式9】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·(r00(n)·e0(n)+r01(n)·e1(n)+b0(n)·y(n))

【式10】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·(r10(n)·e0(n)+r11(n)·e1(n)+b1(n)·y(n))

在上述的式子中，與步長參數(shù)μ相乘的式子的第一項和第二項是基于濾波器系數(shù)更新部7的第一自適應(yīng)控制算法所得到的部分，第三項是基于濾波器系數(shù)更新部8的第二自適應(yīng)控制算法所得到的部分。將(式7)與(式9)進行比較、將(式8)與(式10)進行比較可知，即使殘留聲音檢測器的話筒的數(shù)量增加，基于第二自適應(yīng)控制算法的運算量也不會增加。因此，即使在話筒的數(shù)量增加的情況下，也能夠通過與圖9所示的現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置501相比較少的運算量得到同等的效果。

如上所述，在有源型噪聲降低裝置1002中，濾波器系數(shù)更新單元52基于來自殘留聲音檢測器12、15的輸出信號(誤差信號e0(n)、e1(n))、來自模擬信號產(chǎn)生器4的輸出信號(模擬余弦波信號r00(n)、r10(n)、模擬正弦波信號r10(n)、r11(n))、參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)，對濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)進行更新。

在有源型噪聲降低裝置1002中，濾波器系數(shù)更新部7不使用參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)，而基于來自殘留聲音檢測器12、15的輸出信號(誤差信號e0(n)、e1(n))和來自模擬信號產(chǎn)生器4的輸出信號(模擬余弦波信號r00(n)、r10(n)、模擬正弦波信號r01(n)、r11(n))來更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)。濾波器系數(shù)更新部8不使用來自殘留聲音檢測器12、15的輸出信號(誤差信號e0(n)、e1(n))和來自模擬信號產(chǎn)生器的輸出信號(模擬余弦波信號r00(n)、r10(n)、模擬正弦波信號r01(n)、r11(n))，而基于參考余弦波信號b0(n)、參考正弦波信號b1(n)和來自加法器9的輸出信號y(n)來更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)。

接下來，對上述的更新的式子的導(dǎo)出進行說明。

一般地，最小二乘法(LMS)算法是依次求出(式11)所示的評價函數(shù)J為最小的解的算法。

【式11】

J＝E[e(n)²]

其中，E[P]表示變量P的期望值。自適應(yīng)控制算法基于最速下降法。

最速下降法中的k抽頭的自適應(yīng)濾波器的濾波器系數(shù)w(n)基于步長參數(shù)μ，通過(式12)而被更新。

【式12】

w(n+1)＝w(n)-μ·E[x(n)·e(n)]

濾波器系數(shù)w(n)是k維的向量。參考信號x(n)也是k維的向量。步長參數(shù)μ是標量值。(式12)的第二項被稱為梯度向量，隨著自適應(yīng)濾波器收斂而接近于零向量。

在LMS算法中，進一步地，通過將第二項的期望值的運算置換為瞬時值的運算來導(dǎo)出更新濾波器系數(shù)w(n)的(式13)。

【式13】

w(n+1)＝w(n)-μ·x(n)·e(n)

也就是說，可知最速下降法通過參考信號x(n)與誤差信號e(n)的相互相關(guān)來計算更新向量，LMS算法通過相互相關(guān)的瞬時值來計算更新向量。

另外，專利文獻2公開了使用由(式14)所示的修正誤差信號e‘(n)來更新濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的(式15)(式16)。

【式14】

e′(n)＝e(n)+r0(n)·W0(n)+r1(n)·W1(n)

【式15】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·r0(n)·e′(n)

【式16】

W1(n+1)＝W0(n)-μ·r1(n)·e′(n)

(式15)(式16)的右邊的第二項的期望值分別由(式17)(式18)來表示。

【式17】

E[r0(n)·e′(n)]＝E[r0(n)·e(n)]+E[r0(n)·r0(n)·W0(n)]

+E[r0(n)·r1(n)·W1(n)]

【式18】

E[r1(n)·e′(n)]＝E[r1(n)·e(n)]+E[r1(n)·r0(n)·W0(n)]

+E[r1(n)·r1(n)·W1(n)]

由于模擬信號r0(n)、r1(n)分別是與從揚聲器11到殘留聲音檢測器12的相位特性相應(yīng)地具有偏角的余弦波和正弦波，因此期望值E[r0(n)·r1(n)]為0。

因此，從上述的(式17)(式18)分別得到(式19)(式20)。

【式19】

E[r0(n)·e′(n)]＝E[r0(n)·e(n)]+E[r0(n)·r0(n)·W0(n)]

【式20】

E[r1(n)·e′(n)]＝E[r1(n)·e(n)]+E[r1(n)·r1(n)·W1(n)]

進一步地，從揚聲器11到殘留聲音檢測器12的傳輸特性包含作為振幅特性的增益C和相位特性。相位特性由使信號X的偏角移動的函數(shù)Φ(X)來表示。使用增益C和函數(shù)Φ(X)，模擬信號r0(n)、r1(n)分別被表示為(式21)(式22)。

【式21】

r0(n)＝C·Φ(b0(n))

【式22】

r1(n)＝C·Φ(b1(n))

若使用(式21)和(式22)，則(式19)和(式20)分別被表示為(式23)(式24)。

【式23】

E[r0(n)·e′(n)]＝E[r0(n)·e(n)]+E[C²·Φ(b0(n))·Φ(b0(n))·W0(n)]

【式24】

E[r1(n)·e′(n)]＝E[r1(n)·e(n)]+E[C²·Φ(b1(n))·Φ(b1(n))·W1(n)]

進一步地，(式25)(式26)成立。

【式25】

E[Φ(b0(n))·Φ(b0(n))]＝E[b0(n)·b0(n)]

【式26】

E[Φ(b1(n))·Φ(b1(n))]＝E[b1(n)·b1(n)]

因此，從(式23)(式24)，分別得到(式27)(式28)。

【式27】

E[r0(n)·e′(n)]＝E[r0(n)·e(n)]+C²·E[Φ(b0(n))·Φ(b0(n))·W0(n)]

＝E[r0(n)·e(n)]+C²·E[b0(n)·y(n)]

【式28】

E[r1(n)·e′(n)]＝E[r1(n)·e(n)]+C²·E[b1(n)·y(n)]

通過將梯度向量的瞬時值利用于更新濾波器系數(shù)的式子，得到(式29)(式30)。

【式29】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·(r0(n)·e(n)+C²·b0(n)·y(n))

【式30】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·(r1(n)·e(n)+C²·b1(n)·y(n))

在(式29)(式30)中，若將把振幅特性的增益C作為1而忽略的值的瞬時值設(shè)為更新向量，則能夠?qū)С?式7)以及(式8)。

接下來，對有源型噪聲降低裝置1001的特性的解析進行說明。圖3是有源型噪聲降低裝置1001的開環(huán)特性的測定系統(tǒng)的框圖。圖4是專利文獻2中公開的現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502的開環(huán)特性的測定系統(tǒng)的框圖。在圖3和圖4中，由虛線包圍的部分表示在有源型噪聲降低裝置502、1001內(nèi)實現(xiàn)的要素。

利用有源型噪聲降低裝置502、1001和頻率特性測定器13來測量自適應(yīng)濾波器的開環(huán)特性。在實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001和現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502中進行了消音性能的比較。

開環(huán)特性通過以下的方法來進行測量。在作為發(fā)動機脈沖，施加具有由控制頻率判定器1決定的目標頻率(例如100Hz)所對應(yīng)的一定的周期的脈沖信號后，向殘留聲音檢測器12所連接的端子施加正弦波輸入信號V_IN，通過頻率特性測定器13來測定揚聲器11的輸出端輸出V_OUT相對于正弦波輸入信號V_IN的比，從而測量開環(huán)特性。

該開環(huán)特性表示由控制頻率判定器1決定的頻率f下的自適應(yīng)陷波濾波器部51的濾波器特性，在該特性一致時，由控制頻率判定器1決定的頻率f下的有源型噪聲降低裝置502、1001的消音性能相同。

圖5A和圖5B是控制頻率為100Hz的情況下的有源型噪聲降低裝置502、1001的開環(huán)特性圖。圖5A表示有源型噪聲降低裝置502的開環(huán)特性之中的振幅特性A502和有源型噪聲降低裝置1001的振幅特性A1001。圖5B表示有源型噪聲降低裝置502的開環(huán)特性之中的相位特性P502和有源型噪聲降低裝置1001的相位特性P1001。圖6A和圖6B是控制頻率為200Hz的情況下的有源型噪聲降低裝置502、1001的開環(huán)特性圖，圖5A表示開環(huán)特性之中的振幅特性，圖5B表示開環(huán)特性之中的相位特性。

在圖5B和圖6B所示的相位特性中，在各自的控制頻率100Hz、200Hz附近，相位為180度，起到所期待的效果。此外，在圖5A和圖6A所示的振幅特性中，實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001和現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502中，開環(huán)特性一致，實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001具有與現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502同等的傳輸特性。也就是說，即使在當前的傳輸特性從初始傳輸特性顯著變化的情況下、由于來自外部的雜音的混入導(dǎo)致1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)較大變動的情況下，自適應(yīng)控制算法也進行動作以使得提高穩(wěn)定性，具有抑制濾波器系數(shù)的發(fā)散并且抑制乘客的耳朵位置處的過補償?shù)男Ч?/p>

(實施方式2)

圖7是實施方式2中的有源型噪聲降低裝置1003的框圖。在圖7中，對與圖1所示的實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001相同的部分付與相同的參考編號。

有源型噪聲降低裝置1003還具備被設(shè)置于圖1所示的實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001的加法器9與濾波器系數(shù)更新部8之間的增益調(diào)整器14。在有源型噪聲降低裝置1003中，使用增益調(diào)整器14的輸出信號，濾波器系數(shù)更新部8更新濾波器系數(shù)。

增益調(diào)整器14對來自加法器9的輸出信號y(n)乘以規(guī)定的常量即增益系數(shù)α，得到輸出信號(α·y(n))。濾波器系數(shù)更新部8通過利用來自參考余弦波產(chǎn)生器2的輸出信號即參考余弦波信號b0(n)以及來自參考正弦波產(chǎn)生器3的輸出信號即參考正弦波信號b1(n)、和增益調(diào)整器14的輸出信號，能夠調(diào)節(jié)第二自適應(yīng)控制算法的收斂速度。因此，過補償被更加最佳地抑制，并且能夠得到穩(wěn)定性更加提高的理想的噪聲降低效果。

增益調(diào)整器14將加法器9的輸出信號y(n)與增益系數(shù)α相乘。此時，濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)通過(式31)(式32)(式33)而被更新。

【式31】

W0(n+1)＝W0(n)-μ·(r0(n)·e(n)+b0(n)·y′(n))

【式32】

W1(n+1)＝W1(n)-μ·(r1(n)·e(n)+b1(n)·y′(n))

【式33】

y′(n)＝α·y(n)

增益系數(shù)α對基于第二自適應(yīng)控制算法的更新速度進行調(diào)整，具有與現(xiàn)有技術(shù)中的針對補償信號的增益系數(shù)同等的效果。換句話說，能夠通過增益系數(shù)α來調(diào)整自適應(yīng)濾波器的穩(wěn)定度和收斂時的噪聲降低量。增益系數(shù)α越大，自適應(yīng)濾波器的穩(wěn)定度越提高，而噪聲降低量越小。

圖8A和圖8B是將增益系數(shù)α在0＜α＜1的條件下進行設(shè)定時的有源型噪聲降低裝置1003的開環(huán)特性圖。圖8A表示有源型噪聲降低裝置1003的開環(huán)特性之中的振幅特性A1003和現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502的振幅特性A502。圖8B表示有源型噪聲降低裝置1003的開環(huán)特性之中的相位特性P1003和現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502的相位特性P502。

圖5A和圖5B所示的振幅特性A1001和相位特性P1001與增益系數(shù)α為1的情況下的特性相等。若對圖5A與圖8A進行比較，對圖5B與圖8B進行比較，可知實施方式2中的有源型噪聲降低裝置1003與現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502相比，開環(huán)增益相對于頻率變化，特性的變化也相等。因此，實施方式2中的有源型噪聲降低裝置1003具有與現(xiàn)有的有源型噪聲降低裝置502同等的特性。換句話說，實施方式2中的有源型噪聲降低裝置1003即使在當前的傳輸特性從初始傳輸特性顯著變化的情況下、由于來自外部的雜音的混入導(dǎo)致自適應(yīng)濾波器的濾波器系數(shù)較大變動的情況下，與實施方式1中的有源型噪聲降低裝置1001相比，過補償被更加最佳地抑制，并且能夠得到穩(wěn)定性更加提高的理想的噪聲降低效果。

另外，雖然在實施方式2中的有源型噪聲降低裝置1003中，增益系數(shù)α是規(guī)定的值，但也可以使其根據(jù)噪聲N0的頻率f而變化。在該情況下，將噪聲N0的每個頻率f的值的增益系數(shù)α作為表，預(yù)先保持于存儲介質(zhì)，基于控制頻率判定器1輸出的頻率f的值，從表參考增益系數(shù)α的值，從而能夠確定增益系數(shù)α。

也就是說，由于作為增益調(diào)整器14，能夠通過將與由控制頻率判定器1判定的作為課題的噪聲N0的頻率f相應(yīng)的值的增益系數(shù)α相乘于加法器9的輸出信號y(n)，從而根據(jù)車內(nèi)的聲音的傳輸特性來調(diào)節(jié)修正信號的等級，因此過補償被更加最佳地抑制，并且能夠得到穩(wěn)定性更加提高的理想的噪聲降低效果。

在實際將有源型噪聲降低裝置1003搭載于車輛等的情況下，從揚聲器11到話筒即殘留聲音檢測器12的傳輸特性具有振幅和相位都依賴于頻率f的頻率特性。在振幅存在下降(波谷)或者相位的變化較大的情況下，根據(jù)頻率f，1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6發(fā)散的可能性變大。因此，通過按照頻率f的多個值的每一個來適當?shù)卦O(shè)定增益系數(shù)α的值，能夠得到穩(wěn)定性更加提高的理想的噪聲降低效果。

此外，實施方式2中的增益系數(shù)α也可以根據(jù)(式34)所示的1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的平方和來變化。

【式34】

W0(n)²+W1(n)²

也就是說，也可以將具有與1抽頭自適應(yīng)濾波器5以及1抽頭自適應(yīng)濾波器6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的平方和相應(yīng)的值的增益系數(shù)α相乘于加法器9的輸出信號y(n)。

也就是說，將濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的平方和的多個值的每一個的增益系數(shù)α的值作為表，預(yù)先保持于存儲介質(zhì)。在運算時計算濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的平方和(W0(n)²+W1(n)²)的值，基于該值來從表中調(diào)取增益系數(shù)α的值，基于自適應(yīng)控制算法來求出濾波器系數(shù)W0(n+1)、W1(n+1)。

由此，由于能夠根據(jù)濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)變得過大這一發(fā)散現(xiàn)象產(chǎn)生的可能性來調(diào)節(jié)濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的更新速度，因此能夠抑制噪聲降低效果的犧牲并且抑制發(fā)散，得到更加理想的噪聲降低效果。

在該情況下，在平方和的值較大的情況下，換句話說，在1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6發(fā)散的可能性較大的情況下，能夠增大增益系數(shù)α，抑制濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的更新的幅度，降低發(fā)散的可能性。另一方面，在上述平方和的值較小的情況下，換句話說，在1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6發(fā)散的可能性較小的情況下，由于通過減小增益系數(shù)α的值不抑制濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)的更新的幅度，因此能夠最大限地得到噪聲降低效果，能夠抑制噪聲降低效果變小并且抑制1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的發(fā)散，得到更加理想的噪聲降低效果。

實施方式1、2中的有源型噪聲降低裝置1001～1003在具有多個殘留聲音檢測器的情況下，也能夠在不增大運算量的情況下實現(xiàn)低成本化。進一步地，有源型噪聲降低裝置1001～1003即使在當前的傳輸特性從初始傳輸特性顯著變化的情況下、在由于來自外部的雜音的混入導(dǎo)致1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的濾波器系數(shù)W0(n)、W1(n)較大變動的情況下，自適應(yīng)控制算法也發(fā)揮作用以使得提高穩(wěn)定性，能夠抑制1抽頭自適應(yīng)濾波器5、6的發(fā)散，并且抑制乘客的耳朵位置處的過補償，乘客能夠得到理想的噪聲降低效果。

產(chǎn)業(yè)上的可利用性

本發(fā)明所涉及的有源型噪聲降低裝置能夠應(yīng)用于需要精度較高的噪聲降低效果的汽車等裝置。

-符號說明-

1 控制頻率判定器

2 參考余弦波產(chǎn)生器

3 參考正弦波產(chǎn)生器

4 模擬信號產(chǎn)生器

5 1抽頭自適應(yīng)濾波器(第一1抽頭自適應(yīng)濾波器)

6 1抽頭自適應(yīng)濾波器(第二1抽頭自適應(yīng)濾波器)

7 濾波器系數(shù)更新部(第1濾波器系數(shù)更新部)

8 濾波器系數(shù)更新部(第2濾波器系數(shù)更新部)

9 加法器

10 功率放大器

11 揚聲器

11a 2次噪聲產(chǎn)生器

12、15 殘留聲音檢測器

13 頻率特性測定器

14 增益調(diào)整器

52 濾波器系數(shù)更新單元

N0 噪聲

N1 2次噪聲

S1 控制空間