一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法，屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明提出了一種同時消除相位噪聲對自干擾信號和期望信號影響的極化自干擾消除算法，該算法分為兩步，第一步利用酉矩陣旋轉(zhuǎn)特性把相位噪聲對自干擾信號的影響轉(zhuǎn)化為對期望信號和白噪聲的影響，并用重構(gòu)信號抵消自干擾信號；第二步利用酉矩陣旋轉(zhuǎn)特性把相位噪聲對期望信號的影響轉(zhuǎn)化為對白噪聲的影響，恢復(fù)出期望信號。數(shù)值仿真和分析表明本發(fā)明提出的算法有效的解決了發(fā)射端和接收端相位噪聲對自干擾信號消除和對期望信號恢復(fù)的影響，在恢復(fù)出期望信號的前提下提升了自干擾消除量。
【專利說明】
-種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除 方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別設(shè)及極化信息處理技術(shù)和單載波全雙工系統(tǒng) 中的相位噪聲消除技術(shù)。具體地說，是指一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化 自干擾消除方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 全雙工通信允許一個節(jié)點在同一時間和同一頻段進行雙向通信，相比于傳統(tǒng)的 TDD和FDD通信，全雙工通信具有更高的頻譜效率，更大的吞吐量、更少的信令開銷W及更小 的傳輸延遲，能夠更好的滿足下一代通信的需求。而全雙工通信面臨一個關(guān)鍵挑戰(zhàn)是本地 發(fā)射機禪合進入本地接收機的自干擾信號，該自干擾信號比期望信號高60地-100地。而相 位噪聲是制約自干擾信號消除性能的瓶頸。運引起了業(yè)界很多學(xué)者的關(guān)注和研究。
[0003] 現(xiàn)有解決相位噪聲對自干擾消除影響的方法主要是估計和補償，通過插入導(dǎo)頻， 估計相位噪聲對自干擾信號的影響來提升消除量，現(xiàn)有的解決相位噪聲對自干擾消除的方 法只是考慮相位噪聲對干擾信號的影響，忽略了相位噪聲對期望信號的影響;其次，估計方 法的選擇也會影響到自干擾信號的消除量;此外，由于插入導(dǎo)頻引入了額外的開銷，降低了 數(shù)據(jù)的有效傳輸速率，因此傳統(tǒng)時頻域?qū)瓜辔辉肼暤姆椒ù嬖诿黠@缺陷，不具有普遍適 用性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 為了降低相位噪聲對單載波全雙工自干擾消除影響，本發(fā)明提供了一種基于相位 噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法，提升了自干擾消除量。
[0005] 信號的極化狀態(tài)作為區(qū)別于信號時間、頻率、空間、碼特性的另一本質(zhì)表征逐漸引 起人們的重視。信號的極化狀態(tài)已被證實可W用來承載信息，采用正交雙極化天線可W對 信號進行發(fā)射和接收，采用極分多址的接入和調(diào)制機制，并利用斜投影極化濾波對用戶信 號進行區(qū)分。本發(fā)明利用信號的極化域信息，在發(fā)射端采用正交雙極化天線發(fā)射具特定的 極化狀態(tài)的信號，在高斯白噪聲信道條件下，接收端采用正交雙極化天線進行接收。由于信 號的極化狀態(tài)取決于兩支路的幅度比和相位差，與絕對相位無關(guān)，而相位噪聲只改變極化 信號兩支路的絕對相位，因此相位噪聲不改變信號的極化狀態(tài)。本發(fā)明利用極化信息運一 優(yōu)勢消除相位噪聲對單載波自干擾消除的影響。
[0006] 本發(fā)明提供的基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法，具體 步驟如下：
[0007] 第一步，消除相位噪聲對自干擾信號的影響。接收信號經(jīng)過下變頻后為：
[000引
（1)
[0009] 其中
分別為用Jones矢量表示的接收到的基帶期望 信號和自干擾信號，E hs和E VS分別表示期望信號郵各和V路的幅度，E hi和E V汾別表示自干 擾信號郵各和V路的幅度，Ss和δι分別表示期望信號和自干擾信號的相位角，Φτ(?)表示接收 機本振引入的相位噪聲
為2維高斯白噪聲，nhc和nhs分別為同相和正 交分量，根據(jù)酉矩陣旋轉(zhuǎn)特性，采用Stokes參量推理可知
[0010]
(2)
[0011] 其4
的均值和方差都 相同。利用本地發(fā)射端反饋的自消除信號ya(t)進行自干擾消除則有：
(3)
[0012]
[0013] 第二步:消除相位噪聲對期望信號的影響。采用Stokes參量推理可知
[0014]
M)
[0015] 其牛
各分量獨立同分布。
[0016] 第Ξ步:對兩步消除后的信號進行匹配濾波。
[0017] 利用期望信號的極化狀態(tài)對其進行匹配接收，則如式(5)所示：
[001 引
）
[0019] 其中
為利用 最小方差估計準則估計出的期望信號極化狀態(tài)。信號經(jīng)過極化匹配接收后，由于接收矩陣 與期望信號極化狀態(tài)匹配，期望信號s(t)恢復(fù)出來，而白噪聲原來為全極化狀態(tài)，經(jīng)過匹配 接收后，只保留了與接收矩陣相匹配的部分信號，因此功率降為原來的一半，自干擾消除量 提升3地。
[0020] 本發(fā)明的有益效果有：
[0021] (1)利用基于相位噪聲高斯白化解決相位噪聲對自干擾消除的影響，解決了時頻 域采用導(dǎo)頻估計引入的額外開銷，提升了數(shù)據(jù)有效傳輸速率；
[0022] (2)利用基于相位噪聲高斯白化的兩步法，消除相位噪聲對自干擾消除的影響，解 決了由于估計誤差引入的消除余量上升。
[0023] (3)利用相位噪聲高斯白化解決相位噪聲對自干擾消除的影響方法不會受到相位 噪聲功率的影響。
【附圖說明】
[0024] 圖1:本發(fā)明實施例的使用基于相位噪聲高斯白化的極化全雙工通信系統(tǒng)設(shè)計圖；
[0025] 圖2:本發(fā)明采用的基于相位噪聲高斯白化的自干擾消除算法具體設(shè)計圖；
[0026] 圖3:本發(fā)明中相位噪聲在相應(yīng)的本地振蕩器中的取值(表格）。
[0027] 圖4:本發(fā)明中接收端經(jīng)過正交雙極化天線接收到的單頻信號時域波形圖（坐標(biāo) 圖）；
[0028] 圖5:本發(fā)明中經(jīng)過第一步消除后的單頻信號時域波形圖（坐標(biāo)圖）；
[0029] 圖6:本發(fā)明中經(jīng)過第二步消除后的單頻信號時域波形圖（坐標(biāo)圖）；
[0030] 圖7:本發(fā)明中經(jīng)過兩步消除后白噪聲的功率譜圖（坐標(biāo)圖）。 圖8:本發(fā)明中自干擾消除量受相位噪聲影響的性能對比圖（坐標(biāo)圖）。
【具體實施方式】
[0031 ]下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進行詳細說明。
[0032] 本發(fā)明提供了一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法。
[0033] 本發(fā)明采用如圖1所示的極化全雙工通信模型，該通信模型與傳統(tǒng)的（時域/頻域） 全雙工通信模型的區(qū)別是在發(fā)射端引入了極化控制模塊，信號先經(jīng)過編碼調(diào)制模塊，隨后 進入極化控制模塊，極化控制模塊由功率分配器和相移器件組成，功分器件可W調(diào)節(jié)極化 信號兩條支路的幅度比，相移器件控制兩支路信號的相位差，信號經(jīng)過極化控制模塊后被 賦予一特定的極化狀態(tài)，隨后信號進入數(shù)模轉(zhuǎn)化模塊(DAC)，再經(jīng)混頻器由正交雙極化天線 發(fā)射出去，由于混頻器不理想會引入相位噪聲，信號發(fā)生失真，接收端同樣采取正交雙極化 天線接收極化信號，不僅接收到期望信號還接收到本地發(fā)射機的自干擾信號，接收端下變 頻時也會引入相位噪聲，發(fā)射端和接收端相位噪聲都會對自干擾信號和期望信號產(chǎn)生影 響。
[0034] 本發(fā)明采用化nes矢量表示極化信號，期望信號和自干擾信號的極化狀態(tài)分別表 示為Ps ec2xi和Pi ec2xi，貝1J期望信號St和自干擾信號It分別為：
[003引 S| 二 Ρχ'ν (/):=: cos ) sin(c'')(:'"' / .s'(/) (Μ
[003W I< 二 iV(0 二l_cos(i:,) j'/(0 謝
[0037]其中Es和ει分別表示期望信號和自干擾信號的極化角，可W控制極化信號兩條支 路的幅度比，Ss和δι分別表示期望信號和自干擾信號的相位角，用來控制極化信號兩支路的 相位差。記：
[0040] (l)st(t)和Φι*α)分別表示期望信號和自干擾信號在發(fā)射端上變頻時引入的相位 噪聲，則
[00創(chuàng)其中Ehs = a(t)cos(es)，Evs = a(t)sin(es)表示期望信號Η路和V路的幅度信息，Ehi = b(t)cos(ei)，Evi = b(t)sin(Ei)表示自干擾信號的Η路和V路的幅度信息，在AWGN信道情 況下，接收信號為：
[0044] y(t)=Sr(t) + Ir(t)+N(t) (7)
[0045] 經(jīng)過下變頻后
[0046]
(8)
[0047] 其中d)r(t)表示接收機本振引入的相位噪聲，貝U
[004引
（9)
[00例 NhL(t)和NvL(t)分別表示高斯白噪聲NL(t)的Η路和V路分量，且兩支路信號獨立同 分布，都服從均值為為0,方差為^的高斯分布。 2
[0050] 信號經(jīng)過AWGN信道后，通過正交雙極化天線進入接收機，再經(jīng)過混頻器下變頻后 到基帶，由于接收機本振的不理想，信號在下變頻時都會受到相位噪聲的影響，傳統(tǒng)的自干 擾消除算法在考慮自干擾信號相位噪聲的前提下，利用估計補償?shù)姆椒▽瓜辔辉肼晫ψ?干擾消除的影響，運不僅增加了自干擾消除機制的復(fù)雜性而且由于估計誤差會導(dǎo)致消除性 能下降。本發(fā)明提出的極化域自干擾消除算法，同時考慮自干擾信號和期望信號的相位噪 聲，分為兩步對抗相位噪聲對自干擾信號消除和期望信號恢復(fù)的影響，消除算法流程如圖2 所示。
[0051] 1)第一步消除相位噪聲對自干擾信號的影響:接收信號經(jīng)過下變頻后為
便，信號下變頻后進行Stokes變換，如式（11)所示，其中Stokes參量和化nes矢量--對應(yīng)。
[0061]根據(jù)參考文獻[l](Sergio Benedetto,Pierluigi Poggiolin"Theory of Polarization Shift Keying Modulation，' IEEE transactions on communication, vol .40，N0.4，April 1992.)，可知
的均 值和方差都相同。用Jones矢量表示下變頻信號的極化狀態(tài)矢量為
[0062]
(17>
[0063] 由式（17)可知，通過酉矩陣旋轉(zhuǎn)，相位噪聲對自干擾信號的影響最終轉(zhuǎn)化為對期 望信號和白噪聲的影響，而且白噪聲的分布沒有發(fā)生變化。利用發(fā)射端引入的自干擾抵消 信號消除自干擾信號yci(t)，則可得式(18)
(18)
[0064]
[0065] 2)第二步消除相位噪聲對期望信號的影響:根據(jù)stokes矢量表示可知，若記
[0070] 由式(21)可知相位噪聲對期望信號的影響轉(zhuǎn)化為對白噪聲的影響。白噪聲的分布 沒有發(fā)生變化，利用最小方差估計準則估計出期望信號的極化狀態(tài)eC&i，假設(shè)估計很準 確，則
[0071]
(22)
[0072] 利用估計得到的期望信號的極化狀態(tài)進行匹配接收，則如式(23)所示：
[0075]信號經(jīng)過極化匹配接收后，由于接收矩陣與期望信號極化狀態(tài)匹配，期望信號S (t)恢復(fù)出來，而白噪聲原來為全極化狀態(tài)，經(jīng)過匹配接收后，只保留了與接收矩陣相匹配 的部分信號，因此功率降為原來的一半，自干擾消除量為：
[0078] 其中SINRout與SINRin分別表示接收端輸出與輸入時的信干噪比，b (t)表示自干擾 信號，表示白噪聲功率。由式(26)可知利用本發(fā)明提出的極化自干擾消除算法，可W在消 除相位噪聲對期望信號影響的前提下，對抗相位噪聲對自干擾信號消除的制約，若能估計 出期望信號的極化狀態(tài)還可W利用極化匹配接收把白噪聲再降低3dB。進一步提升自干擾 消除量。
[0079] 通過仿真驗證本發(fā)明的性能，假設(shè)信道為白噪聲信道。在ADS仿真環(huán)境中，設(shè)置極 化信號的兩支路幅度都為原輸入信號的0.707倍，相位差設(shè)置為45度，自干擾信號/期望信 號發(fā)射端，接收端相位噪聲在相應(yīng)的本地振蕩器中設(shè)置，如圖3所示。
[0080] 圖4表示接收信號的時域波形，其中自干擾信號比期望信號高90地。由于受到相位 噪聲影響，信號波形發(fā)生失真。圖5表示經(jīng)過第一步消除后，信號的時域波形，第一步消除算 法把相位噪聲對自干擾信號的影響轉(zhuǎn)化為期望信號和白噪聲的影響，恢復(fù)出的期望信號受 到相位噪聲的影響，波形發(fā)生失真。圖6表示經(jīng)過第二步消除后，恢復(fù)出的期望信號時域波 形。相位噪聲對期望信號的影響轉(zhuǎn)化為對白噪聲的影響。經(jīng)過兩步消除后，自干擾信號被消 除，期望信號恢復(fù)出來。
[0081] 圖7中兩條虛線分別表示白噪聲功率為10地，20地，節(jié)點為方形和圓形的直線分別 表示白噪聲功率為10地，經(jīng)過兩步消除算法后的功率值，節(jié)點為實屯、圓和楠圓的直線分別 表示白噪聲功率為20地，經(jīng)過兩步消除算法后的功率值，仿真結(jié)果表明相位噪聲只是對白 噪聲進行剛性旋轉(zhuǎn)，并沒有改變白噪聲的分布和功率譜值。
[0082] 圖8表示在MA化AB中仿真相位噪聲對自干擾消除的影響，橫坐標(biāo)表示相位噪聲的 標(biāo)準差，縱坐標(biāo)表示自干擾消除量。本發(fā)明仿真中設(shè)置接收端SINR為90地。節(jié)點為楠圓的直 線表示隨著相位噪聲增大，自干擾消除量逐漸下降。節(jié)點為方形和五星形的直線分別表示 采用估計階數(shù)為10和20的傳統(tǒng)估計補償方法后，可W抑制相位噪聲對自干擾消除性能的影 響，但隨著相位噪聲的增大，自干擾消除量逐漸下降。采用極化全雙工通信方式，在同樣地 SINR條件下，通過ADS和MATLAB聯(lián)合仿真，可知隨著相位噪聲的增大，本發(fā)明提出的干擾消 除算法性能保持不變，驗證了利用極化信息處理可W對抗相位噪聲對自干擾消除的影響。
[0083] 本發(fā)明提出了一種對抗相位噪聲抑制自干擾消除和恢復(fù)期望信號的自干擾消除 算法，利用酉矩陣剛性旋轉(zhuǎn)的特性，先對抗相位噪聲對自干擾消除的影響，再消除相位噪聲 對期望信號的影響。理論分析和仿真結(jié)果表明，本發(fā)明提出的方法在消除相位噪聲對期望 信號的前提下，解除了相位噪聲對自干擾消除的制約，提升了自干擾消除量，提升了全雙工 通信質(zhì)量。
【主權(quán)項】
1. 一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除方法，具體步驟如下： 步驟一:消除相位噪聲對自干擾信號的影響。 接收信號經(jīng)過下變頻后為：⑴ 其4￥^>分別為用Jones矢量表示的接收到的基帶期望信號和 自干擾信號，Ehs和Evs分別表不期望信號Η路和V路的幅度，Ehi和Evi分別表不自干擾信號Η路 和V路的幅度，分別表示期望信號和自干擾信號的相位角，c})r(t)表示接收機本振引 入的相位噪聲為2維高斯白噪聲，nh。和nhs分別為同相和正交分量，根 _ VL·1_ VC ^ .KS' 二 據(jù)酉矩陣施鮮賠丨牛.尖·fflStokfis參量推理可生口(2) 其=I勺均值和方差都相同。 利用本地發(fā)射端反饋的自消除信號ya(t)進行自干擾消除則有：(3) 步驟二:消除相位噪聲對期望信號的影響。 采用Stokes參量推理可知：(4) 其cI3各分量跟8*分量獨立同分布。 步驟三:對兩步消除后的信號進行匹配濾波。 利用期望信號的極化狀態(tài)進行匹配接收，則如式(5)所示：其4為利用最小 方差估計準則估計出的期望信號極化狀態(tài)。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除 方法，其特征在于:步驟一中所述的相位噪聲高斯白化方法，具體為： 消除相位噪聲對自干擾信號的影響:接收信號經(jīng)過下變頻后為 其[_ 1?心、乂」 1_ VC J _v,s.」 為了分析方便，信號下變頻后進行Stokes變換，如式(7)所示，其中Stokes參量和Jones 矢量--對應(yīng)。由式(6)和式(7)可得到y(tǒng)L(t)的Stokes表示為：（8) - (10)根據(jù)參考文獻[l](Sergio Benedetto, Pierluigi Poggiolin "Theory of Polarization Shift Keying Modulation"IEEE transactions on communication, vol .40,N0.4,April 1992.)，可失的均 值和方差都相同。用Jones矢暈表示下變頻信號的極化狀態(tài)矢暈為(13) 由式（13)可知，通過酉矩陣旋轉(zhuǎn)，相位噪聲對自干擾信號的影響最終轉(zhuǎn)化為對期望信 號和白噪聲的影響，而且白噪聲的分布沒有發(fā)生變化。利用發(fā)射端引入的自干擾抵消信號 Ya (t)消除自干擾信號，則可得3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除 方法，其特征在于:步驟二中所述的相位噪聲高斯白化方法，具體為 (15J 第二步消除相位噪聲對期望信號的影響:根據(jù)stokes矢量表示可知，若記則式（14)可以寫為： (16)(.r4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于相位噪聲高斯白化的單載波全雙工極化自干擾消除 方法，其特征在于:對經(jīng)過兩步相位噪聲高斯白化的信號進行匹配濾波，具體為： 利用期望信號的極化狀態(tài)進行匹配接收，則如式（18)所示：信號經(jīng)過極化匹配接收后，由于接收矩陣與期望信號極化狀態(tài)匹配，期望信號s(t)恢 復(fù)出來，而白噪聲原來為全極化狀態(tài)，經(jīng)過匹配接收后，只保留了與接收矩陣相匹配的部分 信號，因此功率降為原來的一半，自干擾消除量提升3dB。
【文檔編號】H04J11/00GK105871497SQ201610341964
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2016年5月20日
【發(fā)明人】劉芳芳, 賈松霖, 郭彩麗, 馮春燕
【申請人】北京郵電大學(xué)