專利名稱：模擬多相濾波器的數(shù)字校正的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總地涉及在RF接收機的模擬前端內(nèi)產(chǎn)生的振幅誤差和正交相位誤差(包括由多相濾波器產(chǎn)生的那些誤差)的補償，并且更具體地，涉及在接收機內(nèi)的數(shù)字域和頻域中對這些誤差的校正。
背景技術：
當設計高度集成的單片接收機時，重大的挑戰(zhàn)是信道選擇性的提供。關于直接變頻或者零中頻(IF)接收機，信道選擇性通過在正交下變頻混頻器之后進行對稱的低通濾波來提供。這種濾波可以包括模擬濾波器和數(shù)字濾波器的組合，以使得總體傳輸功能滿足期望的選擇性要求。重要的是，強干擾信號通過模擬選擇性而被充分地衰減，以使得它們不超過模數(shù)轉(zhuǎn)換器的線性范圍或者基帶信號通路中的任何模擬級(analog stage)的線性范圍。這樣的直接變頻接收機存在以下形式的另外的挑戰(zhàn)(I)DC偏移(DC offset)，其根據(jù)期望的通頻帶的中心來定義；O) Ι/f噪聲，其在通頻帶的中心可以具有高頻譜密度；以及(3)下變頻混頻器中的二階互調(diào)，其可以引起與它們自己混頻的干擾，以在與所談及的干擾的AM調(diào)制包絡對應的基帶生成時變信號。這些典型的直接變頻問題的緩解形成當使用直接變頻架構時的設計工作的大部分；但是在窄帶信令格式的情況下，絕不可能肯定這些寄生的帶內(nèi)信號可以被充分地抑制。 在這樣的情況下，常見的是考慮低中頻(下稱，“LIF”)或者近零中頻(下稱，“NZIF”)接收機。低中頻接收機通常被這樣構造，以致鏡像信道也是有用信號的左鄰或右鄰信道 (即，基帶信號的中心頻率等于信道間隔的一半)。在這樣的情況下，如圖1所圖示說明的， DC偏移僅僅勉強在帶外。NZIF方法的主要優(yōu)點是上述有害問題(包括居中的DC偏移)在帶外。然而，NZIF 方法的挑戰(zhàn)是獲得充分的鏡像抑制選擇性的挑戰(zhàn)。以DC偏移為中心的低通濾波器的使用將對有用鏡像響應和無用鏡像響應這二者的影響相同。除非ADC具有足夠的動態(tài)范圍以同時處理鏡像頻率處的最大可能的無用信號和有用信號處的閾值靈敏性信號，否則可能需要不對稱模擬濾波。這樣的不對稱濾波可以用被稱為多相濾波器(PPF)的一類濾波器來實現(xiàn)。圖2中圖示說明了如上所述的在接收機中使用多相濾波器220的環(huán)境和系統(tǒng)架構210。術語多相濾波器是指這樣的濾波器，該濾波器通過從其低通原型進行移位變換 (即，s— (s-j 0))來創(chuàng)建，以使得頻率不再以DC偏移為中心，而是可以被布置為通頻帶以某個正頻率處的有用信號為中心，同時抑制對應的負頻率處的鏡像響應。在典型的模擬實現(xiàn)中，頻移變換無法用以實部(real component)來實現(xiàn)。然而，在具有用于I和Q的差分信號的正交下變頻接收機架構中，接收信號的所有四個正交相位都是可用的，從而使得可以實現(xiàn)多相濾波器拓撲結構。為了計算頻率響應，定義如圖3所示的網(wǎng)的兩個輸入端口 310、320(或者四個輸入端子)之間的相位關系。僅僅為了舉例說明的目的，假設對于正頻率，Rl 330、R2 331、 R3332和R4 333的輸入的相對相位分別是0度、90度、180度和270度。圖4圖示說明圖 3中的網(wǎng)的所計算的頻率響應410，其中假設所有的電阻器都是50歐姆，并且所有的電容器都是5皮法。本領域技術人員將認識到這種類型的多相濾波器的主要問題是依賴于抵消 (cancellation)來獲得期望的阻帶抑制。抵消程度有效地取決于統(tǒng)計上的組件匹配，統(tǒng)計上的組件匹配是用模擬濾波元件不能完全消除的問題。當考慮高階帶通濾波器時，由失配(mismatch)引起的問題變得更明顯。作為示例，考慮基于兩個級聯(lián)的Tow-Thomas雙二階(biquad)部分的四極點巴特沃斯 (Butterworth)有源多相濾波器。圖5圖示說明濾波器的示例性單個部分510(即，雙二階濾波器將具有與圖5中圖示說明的一個部分串聯(lián)的另一個部分)。為了舉例說明的目的，全差分運算放大器由理想的壓控電壓源520表征，每個理想的壓控電壓源520具有-IO5的電壓增益。為了比較的目的，圖6圖示說明響應610，在響應610中，使用標稱組件偏差。為了研究組件容限的影響，每個R和每個C被賦予2%的標準偏差。圖7圖示說明濾波器響應 710的蒙特卡羅(Monte Carlo)仿真，在該仿真中，在跨濾波器內(nèi)的組件隨機產(chǎn)生2%標準偏差的情況下執(zhí)行了 1100次試驗。圖8圖示說明濾波器810的另外的蒙特卡羅仿真，在該仿真中，在跨組件隨機產(chǎn)生相同的2%標準偏差的情況下執(zhí)行了 100次試驗。本領域技術人員將認出位于通頻帶左側的無用鏡像響應720、820。如從無用鏡像響應720和820可以觀測到的，當考慮組件容限的統(tǒng)計變化時，可以顯著地降低多相濾波器的鏡像抑制，從而顯著地減小可依賴的鏡像抑制量。更糟糕的是，應該注意，以上分析在頻率掃描期間一次僅測量一個頻率。在組件失配的狀況下，由于輸出端口 1和2處的濾波器響應不再相同的事實，不僅負頻率處的衰減量減小，而且還存在同時也創(chuàng)建正頻率分量的傾向。這是因為對于任何給定的蒙特卡羅試驗， 濾波器響應(特別是在抑制頻帶中)可以非常不同，并且通過查看圖9A和9B中所示的單次試驗的對應繪圖，可以更加圖形化地示出這些濾波器響應。在一些頻率處，存在非常顯著的失配，而在其他頻率處，存在更接近的匹配。通頻帶中的匹配趨向于比預期的阻帶中的匹配好得多，在阻帶中，振幅響應很大程度上取決于在標稱上相同的組件之間實現(xiàn)的抵消程度。本質(zhì)上，引起的問題是頻率相關的I/Q失配(振幅失配和正交相位誤差這二者) 的一種。尤其是在阻帶中，I分量和Q分量的振幅在濾波之后不再相同，并且它們之間的相對相位偏移不再是90度。這有效地阻止了進一步的濾波改進阻帶抑制，除非考慮一些糾正措施。使用FFT技術測量和補償頻率相關失配的想法在本領域中是已知的，特別是在OFDM通信系統(tǒng)的環(huán)境下，在OFDM通信系統(tǒng)中，利用信號通路中本來就需要的現(xiàn)有的IFFT 和FFT處理器進行頻域處理尤為方便?，F(xiàn)在需要的是這樣的系統(tǒng)和方法，該系統(tǒng)和方法估計對任意時域信號的復頻率相關校正并將該復頻率相關校正應用于該任意時域信號，優(yōu)選地，在時域中完全應用運行時校正，尤其是對于本來不需要頻域處理的信號。這種技術對于克服由模擬多相濾波器引入的失配誤差將特別有用，然而可以通用地被應用于來自各種源的頻率相關正交誤差和振幅誤差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的實施方案提供用于對在接收機的模擬組件內(nèi)產(chǎn)生的振幅誤差和正交相位誤差進行建模和校正的系統(tǒng)、裝置和方法。利用這樣的頻率相關校正方法，該方法對I與 Q多相濾波器響應之間的失配的頻率相關性質(zhì)進行評估。具體地，基于在接收機的校準期間產(chǎn)生的建模的誤差函數(shù)對信號執(zhí)行數(shù)字校正。有效的是，在信號被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號之后，但是在該信號被數(shù)字解調(diào)器處理以恢復信息內(nèi)容之前，對在基帶信號通路的模擬組件(包括多相濾波器)內(nèi)產(chǎn)生的誤差進行校正。使用頻域或時域數(shù)字濾波技術并根據(jù)接收機內(nèi)的建模的誤差對諸如鏡像音調(diào)系數(shù)的無用頻率分量進行濾波。在實施方案中，頻率相關復頻率響應誤差的檢測通過使用離散傅里葉變換技術在頻域中發(fā)生，以產(chǎn)生和測量正交音調(diào)，而運行時校正要么在頻域中使用線性卷積(比如，使用重疊保留處理)，要么在時域中使用等效的HR濾波器。在某些實施方案中，在啟動時測量復頻域誤差。在某些實施例中，可以在接收機的運行時期間更新該誤差，以進一步補償誤差中的漂移。在本發(fā)明內(nèi)容部分中已經(jīng)概況地描述了本發(fā)明的一些特征和優(yōu)點；然而，本文提供了另外的特征、優(yōu)點和實施方案，或者本領域普通技術人員鑒于其附圖、說明書和權利要求書將明白另外的特征、優(yōu)點和實施方案。因此，應該理解，本發(fā)明的范圍不應該受本發(fā)明內(nèi)容部分中所公開的特定實施方案限制。


將對本發(fā)明的實施方案進行論述，附圖中可以圖示說明本發(fā)明的實施方案的示例。這些附圖的意圖是示例性的，而不是限制性的。雖然在這些實施方案的上下文中概況地描述本發(fā)明，但是應該理解并非意圖將本發(fā)明的范圍限于這些特定實施方案。圖1圖示說明有用的非零中頻和以DC偏移為中心的鏡像信道的實施例。圖2是現(xiàn)有技術的使用多相濾波器的接收機架構的整體圖示。圖3是現(xiàn)有技術中已知的簡單的無源多相RC濾波器。圖4圖示說明圖3中的多相RC濾波器的所計算的頻率響應。圖5是本領域技術人員已知的Tow-Thomas雙二階部分的電路圖。圖6是典型的多相濾波器響應，在該響應中，模型中使用標稱組件值。圖7是第一典型的多相濾波器響應，在該響應中，使用隨機產(chǎn)生的在2%標準偏差內(nèi)的組件值繪制了多次試驗。圖8是第二典型的多相濾波器響應，在該響應中，使用隨機產(chǎn)生的在2%標準偏差內(nèi)的組件值繪制了多次試驗。圖9A和9B圖示說明圖8中繪制的端口 1與端口 2之間的鏡像抑制響應之間的差別。圖10是根據(jù)本發(fā)明的各個實施方案的用于為在接收機內(nèi)的模擬組件(包括多相濾波器)中產(chǎn)生的誤差提供數(shù)字校正的接收機架構。圖11是圖示說明正交偏斜(quadrature skew)函數(shù)對復平面內(nèi)的信號的影響的繪圖。圖12A和12B圖示說明頻率分量和由增益和相位失配引起的錯誤鏡像音調(diào)的產(chǎn)生。圖13A和13B圖示說明根據(jù)本發(fā)明的各個實施方案的頻域正交校正之前和之后的繪圖。圖14是模擬多相濾波器的Z域FIR表征。圖15A和15B是圖示說明多相濾波器上的不同端口的數(shù)字濾波器響應的繪圖。圖16A和16B是圖示說明頻域內(nèi)的示例性多音調(diào)測試信號和使該測試信號通過多相濾波器的結果(在繪圖上執(zhí)行多次)的繪圖。圖17圖示說明根據(jù)本發(fā)明的各個實施方案的數(shù)字域內(nèi)的校正之后的濾波的測試信號。
具體實施例方式在以下描述中，為了說明的目的，對特定細節(jié)進行了闡述，以便提供本發(fā)明的理解。然而，本領域技術人員將明白的是，可以在沒有這些細節(jié)的情況下實施本發(fā)明。本領域技術人員將認識到可以將本發(fā)明的實施方案合并到許多不同的電氣部件、電路、器件和系統(tǒng)中，以下對本發(fā)明的一些實施方案進行描述。本發(fā)明的實施方案可以在誤差補償與包括 RF接收機有關的各種不同類型的環(huán)境下起作用。以下以框圖形式顯示的結構和裝置舉例說明本發(fā)明的示例性實施方案，并且意在避免模糊本發(fā)明。此外，附圖內(nèi)的組件之間的連接并非意圖限于直接連接。相反，這些組件之間的連接可以被修改、重新設計(re-format)或者以其他方式通過中間組件來改變。說明書中對“一個實施方案”或者“實施方案”的指代意指結合實施方案描述的特定特征、結構、特性或功能被包括在本發(fā)明的至少一個實施方案中。出現(xiàn)在說明書各個地方的短語“在一個實施方案中”不必全部指代同一個實施方案。圖10圖示說明根據(jù)本發(fā)明的各個實施方案的用于校正利用多相濾波器的接收機內(nèi)的正交誤差和增益誤差這二者的示例性系統(tǒng)。如所示，接收機包括在接收機的模擬基帶信號通路中的低噪聲放大器1010、混頻器1015和多相濾波器1020。如前所述，這些組件， 尤其是多相濾波器，產(chǎn)生振幅誤差和正交相位誤差這二者。模數(shù)轉(zhuǎn)換器1025將模擬信號(包括其中產(chǎn)生的誤差)轉(zhuǎn)換為對應的數(shù)字信號。 為了估計系統(tǒng)的復誤差響應的目的，將這些數(shù)字信號變到頻域中，以使得通過將傅里葉變換1033應用于數(shù)字信號來產(chǎn)生多個頻率系數(shù)。在某些實施方案中，可以對變換內(nèi)使用的間隔或者頻帶數(shù)量(N)進行調(diào)整，以相對于變換本身的精度來平衡執(zhí)行變換的處理成本。在一些實施方案中，不便于在頻域中對信號的主要調(diào)制內(nèi)容進行處理(OFDM是明顯的例外)。 在這些情況下，如圖10所圖示說明的，提供用于校正的純時域信號通路。在這種情況下，僅僅為了在啟動時對必要的頻率相關校正進行評估和在不使用主信號通路時的其他機會而保留FFT處理。在其他實施方案中，F(xiàn)FT處理還被用作使用本領域技術人員已知的重疊保留或重疊相加法來執(zhí)行“快速卷積”的手段；這些在數(shù)學上等效于時域中所應用的HR濾波器。將最方便的域中的運行時校正應用于實現(xiàn)的靈活性是本發(fā)明給予的優(yōu)點的一部分。頻域采樣被提供給HR系數(shù)計算模塊1037，HR系數(shù)計算模塊1037首先估計下述復頻域系數(shù)β (η)，并且然后使用任何合適的濾波器設計技術將它們變換為HR系數(shù)，所述濾波器設計技術包括使用逆離散傅里葉變換直接計算系數(shù)。有效的是，利用這樣的校正過程，該校正過程使用先前校準的增益誤差和正交相位誤差的模型，并且在數(shù)學上對這些誤差進行校正。誤差補償模塊的目的是去除在多相濾波器內(nèi)產(chǎn)生的鏡像音調(diào)。為了正確地估計在模擬組件內(nèi)產(chǎn)生的誤差，執(zhí)行校準處理。在本發(fā)明的各個實施方案中，測試信號發(fā)生器1050產(chǎn)生用于測量誤差的測試信號。在某些實施例中，僅具有正音調(diào)的第一正交多音調(diào)測試信號被用于識別所產(chǎn)生的對應的錯誤負音調(diào)，并且僅具有負音調(diào)的第二測試信號被用于識別對應的錯誤正音調(diào)。結果，可以使用兩個測試信號的組合來測量和校準正音調(diào)和負音調(diào)這二者。在其他實施方案中，在使用分數(shù)間隔合成器 (fractionally spaced synthesizer)或者精確地控制音調(diào)頻率的其他裝置按順序排列期望的音調(diào)位置序列的控制機制下，可以使用單個音調(diào)。重要的是，用于將測試音調(diào)上變頻為接收機頻帶的方法大部分不受正交誤差的影響，這趨向于有利于單分支發(fā)射機結構而不是正交上變頻的使用。單音調(diào)發(fā)生器具有這樣的優(yōu)點，即，它不必依賴于正交上變頻，而因此不遭受失配誤差，但是具有這樣的缺點，即，它必須串行地訪問每個感興趣的頻率。本領域技術人員將認識到多音調(diào)基帶發(fā)生器和使用合成器的頻移的各種置換可以被用于高效率地產(chǎn)生測試信號，并且這些測試信號可以適于集中在感興趣的特定關鍵子帶上，所述特定關鍵子帶包含基帶數(shù)據(jù)通路內(nèi)的最重要的誤差。在某些實施方案中，產(chǎn)生作為多個頻率系數(shù)的測試信號，并且隨后使用逆傅里葉變換1055將該測試信號轉(zhuǎn)換到時域中。使用數(shù)模轉(zhuǎn)換器1060將所得的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號，并且將該信號插入接收機的基帶數(shù)據(jù)通路。這樣的測試信號取決于上變頻信號通路的正交精度和振幅匹配，所述正交精度和振幅匹配可能需要另外的校準方法來避免過度地偏置接收機校準測量。在這樣的另外的校準不可取或者不可行的情況下，可以使用獨立頻率合成電路來創(chuàng)建實信號并且將這些實信號移位到接收機通頻帶的負半頻率和正半頻率中。在各個實施方案中，在射頻直接產(chǎn)生模擬測試信號，并且將該模擬測試信號插在接收機下變頻混頻器的前面，以使得在混頻器、放大器、多相濾波器和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器中產(chǎn)生的誤差可以被檢測和量化。測試信號然后傳播通過模擬組件，導致在這些模擬組件中產(chǎn)生誤差。該具有誤差的測試信號然后被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并且對其應用傅里葉變換。誤差補償模塊接收對應的頻率系數(shù)，包括由正交誤差或失配產(chǎn)生的那些鏡像頻率系數(shù)。在本發(fā)明的一個實施方案中， 誤差補償模塊具有這樣的邏輯部件，該邏輯部件對測試信號的這些頻率系數(shù)進行處理，以使得誤差特性被識別。在其他實施方案中，控制器1070或者其他處理邏輯部件接收測試信號和頻率系數(shù)(具有產(chǎn)生的誤差)這二者，以使得可以在每個截然不同的感興趣的頻率處計算測試信號上的誤差。一旦誤差被建模，誤差補償模塊就可以通過應用有效地從數(shù)字域和頻域內(nèi)的信號去除誤差的數(shù)學運算(一個或更多個)來校正誤差。
本領域技術人員將認識到在接收機啟動期間可以執(zhí)行該校準過程。在某些實施方案中，誤差補償模塊1035可以被調(diào)諧來通過在操作中的停機時間(down time)期間運行校準過程來補償誤差漂移。 以下提供誤差校正的更詳細的解釋和圖解說明。在分析非頻率選擇性相對增益和相位誤差中，為了舉例說明，考慮復基帶離散時間信號，在該信號中，第k個采樣由C(k) =eXp(i kAt)給出。該信號的意圖是表征復音或者如在正交ZIF或NZIF接收機的基帶中觀測到的連續(xù)波信號。由于增益不平衡和正交誤差而導致的偏斜可以用單個復系數(shù)β來表征，并且以下注釋指示對于第k個采樣如何可以在數(shù)學上對增益和正交誤差進行建模D (k) =C (k) + β C* (k)這適用于任意復離散時間信號C(k)，并且其中，C*(k)表征對應采樣的復共軛。為了舉例說明的目的而參照圖11，設 Δ = |，并且設k = 0，1，2... 1023。因此，
矢量ClllO的長度為1024，并且包含1 個周期的復合波。為了這個示意性實施例，設β =-0. 05+0. 07i，并且圖11示出正交偏斜函數(shù)對復平面中的信號的影響。第一跡線示出沒有應用偏斜的矢量己1110，而第二跡線示出如上所述那樣計算的矢量D 1120。采用這兩個信號的FFT來觀測頻域中的影響是有啟迪作用的。圖12Α圖示說明矢量C的頻域圖1210，并且圖12Β圖示說明矢量D的頻域圖1220。本領域技術人員將認出矢量D內(nèi)的誤差，該誤差包括位于頻譜上大約900處的錯誤鏡像音調(diào)1230。還要注意的是， 圖12Β中出現(xiàn)的鏡像音調(diào)完全是由于根據(jù)復系數(shù)β建模的增益和相位失配而造成的。這一點的重要暗示是鏡像音調(diào)的復值可以被直接用于估計復正交偏斜系數(shù)的值。
) = FFT(D)如果頻域中的期望分量為JrD(…，則不期望的鏡像分量將被發(fā)現(xiàn)是Jr， 其中，N為所選擇的FFT的長度，并且該鏡像音調(diào)的復值可以被求得為
JrDiN-n) = fi.J'D*(η)，其中，義是第η個頻率窗口(bin)中的期望音調(diào)值的復共軛。因此，可以僅僅從失真的測試音調(diào)的FFT的觀測，S卩，從”，確定復正交偏斜系
數(shù)的估算。具體地，
JT DjN-η) JrD* (η)因此，可以通過簡單的頻域計算來恢復潛在未知的復正交偏斜系數(shù)。目前，我們正考慮頻域無關的正交增益和相位誤差，但是稍后我們會將類似的技術用于頻率相關的誤差。因此，估算方程可以被概括為
JFD* ( )這使得可以將校正信息儲存為復系數(shù)的矢量(長度為N的萬)并且可以對信號執(zhí)行對應的校正方法。為了在時域內(nèi)進行校正的目的，假定非頻率選擇性的正交偏斜的推薦模型為D(k) = C(k) + i3C*(k)，如果β和D(k)是已知的，則這是隔離出有用的C(k)的代數(shù)問題。
權利要求
1.一種頻率選擇式失配校正多分支接收機，所述接收機包括模擬基帶信號部分，所述模擬基帶信號部分被耦合以接收RF信號，所述模擬基帶信號部分對所述RF信號進行下變頻，并且對所述下變頻的信號的多個模擬多相分量進行濾波；多個模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述多個模數(shù)轉(zhuǎn)換器被耦合以接收所述多個模擬多相分量并且將所述多個多相分量轉(zhuǎn)換為多個數(shù)字多相分量；傅里葉變換器，所述傅里葉變換器被耦合以接收所述多個數(shù)字多相分量并且將所述多個數(shù)字多相分量變換為多個多相分量頻率系數(shù)；濾波器系數(shù)計算單元，所述濾波器系數(shù)計算單元被耦合以接收所述多個多相分量頻率系數(shù)，所述濾波器系數(shù)計算單元推導用于對來自所述多個模數(shù)轉(zhuǎn)換器的連續(xù)輸入采樣流進行濾波的數(shù)字濾波器系數(shù)集，所述數(shù)字濾波器系數(shù)集至少部分地從所述多個多相分量頻率系數(shù)內(nèi)的鏡像對之間的比率被推導得出；數(shù)字濾波器，所述數(shù)字濾波器被耦合以接收所述連續(xù)輸入采樣流，所述數(shù)字濾波器將所述數(shù)字濾波器系數(shù)集應用于所述輸入采樣；測試信號發(fā)生器，所述測試信號發(fā)生器產(chǎn)生至少一個激勵頻率音調(diào)；以及控制器，所述控制器耦合至所述測試信號發(fā)生器，所述控制器使用所述測試信號發(fā)生器按順序排列多個激勵頻率。
2.如權利要求1所述的接收機，其中所述濾波器系數(shù)計算單元包括復比計算裝置，所述復比計算裝置計算多個復測量的測試音調(diào)與相應的多個復鏡像音調(diào)之間的多個復比，以產(chǎn)生復比矢量。
3.如權利要求2所述的接收機，其中所述濾波器系數(shù)計算單元將所述復比矢量變換為將被用于運行時校正的離散時間有限脈沖響應濾波器系數(shù)集。
4.如權利要求1所述的接收機，其中所述復比矢量被用于對運行時校正執(zhí)行使用重疊保留法或重疊相加法的頻域快速卷積。
5.如權利要求2所述的接收機，其中順序地進行所述多個復比的計算。
6.如權利要求2所述的接收機，其中并行地進行所述多個復比的計算。
7.如權利要求2所述的接收機，其中所述濾波器系數(shù)計算單元將所述復比矢量變換為用在運行時校正信號通路中的復濾波器系數(shù)集。
8.如權利要求1所述的接收機，還包括耦合至所述數(shù)字濾波器的減法塊，所述減法塊從自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器接收的復信號采樣減去被濾波的復共軛采樣，所述減法塊產(chǎn)生數(shù)字校正的采樣。
9.如權利要求1所述的接收機，其中所述控制單元使所述測試信號發(fā)生器、所述傅里葉變換器和所述濾波器系數(shù)計算單元在操作的特定校準周期期間是可操作的。
10.如權利要求1所述的接收機，其中使用具有覆蓋所述接收機的通頻帶的可編程頻率輸出的單個連續(xù)波發(fā)生器順序地產(chǎn)生所述至少一個激勵頻率音調(diào)。
11.如權利要求1所述的接收機，其中使用逆離散傅里葉變換并行地產(chǎn)生所述至少一個激勵頻率音調(diào)，以分別在通頻帶的一半中而且在該通頻帶的一半的鏡像中創(chuàng)建多個正交首調(diào)。
12.如權利要求1所述的接收機，其中使用實的、非復的單分支上變頻架構產(chǎn)生所述至少一個激勵頻率音調(diào)。
13.如權利要求12所述的接收機，其中本地振蕩器被編程來在相對于接收通路的發(fā)送通路中具有偏移，以使得在校準期間在任何給定時間僅激勵一個邊帶。
14.一種用于校正多分支接收機內(nèi)的失配的方法，所述方法包括 將具有校準激勵的測試信號轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號；對所述模擬基帶信號內(nèi)的多個多相分量進行濾波； 將所述多相分量中的每個轉(zhuǎn)換為相應的數(shù)字信號； 將所述相應的數(shù)字信號中的每個變換為多個頻率系數(shù)值；在所述頻率系數(shù)值內(nèi)計算由每個復測量的測試音調(diào)與該復測量的測試音調(diào)的對應的復鏡像音調(diào)的比率得到的復比值集；以及從所述復比值集識別復濾波器系數(shù)集，所述復濾波器系數(shù)集將被應用于運行時信號系數(shù)，以校正失配。
15.如權利要求14所述的方法，其中在所述多分支接收機的特定校準周期期間產(chǎn)生并處理所述測試信號。
16.如權利要求14所述的方法，其中所述復比值集被變換為將被用于運行時校正的離散時間有限脈沖響應濾波器系數(shù)集。
17.如權利要求14所述的方法，其中所述復比值集被用于對運行時校正執(zhí)行使用重疊保留法或重疊相加法的頻域快速卷積。
18.如權利要求14所述的方法，其中使用具有覆蓋所述接收機的通頻帶的可編程頻率輸出的單個連續(xù)波發(fā)生器順序地產(chǎn)生所述校準激勵。
19.如權利要求14所述的方法，其中使用逆離散傅里葉變換并行地產(chǎn)生所述校準激勵，以在所述接收機的通頻帶的第一半中創(chuàng)建第一正交音調(diào)集，并且在所述通頻帶的第二半中創(chuàng)建第二正交音調(diào)集。
20.一種頻率選擇式失配校正多分支接收機，所述接收機包括模擬基帶信號部分，所述模擬基帶信號部分被耦合以接收RF信號，所述模擬基帶信號部分對所述RF信號進行下變頻，并且對下變頻的信號中的多個多相分量進行濾波；多個模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述多個模數(shù)轉(zhuǎn)換器被耦合以接收所述多相分量并且將所述多相分量轉(zhuǎn)換為對應的多個數(shù)字分量；離散傅里葉變換器，所述離散傅里葉變換器被耦合以接收所述多個數(shù)字分量內(nèi)的第一數(shù)字分量并且產(chǎn)生多個頻率系數(shù)；復比計算單元，所述復比計算單元接收所述多個頻率系數(shù)并且計算第一復測量的測試音調(diào)與第一對應的復鏡像音調(diào)之間的第一復比，所述第一復比被包括在與所述多個頻率系數(shù)內(nèi)的失配誤差相關聯(lián)的復比矢量中；濾波器系數(shù)計算單元，所述濾波器系數(shù)計算單元被耦合以接收所述復比矢量并且產(chǎn)生用在運行時校正信號通路中的復濾波器系數(shù)集；復共軛計算單元，所述復共軛計算單元被耦合以從所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器接收運行時采樣并且產(chǎn)生多個對應的復共軛采樣；濾波器，所述濾波器被耦合以接收所述對應的復共軛采樣，所述濾波器將所述復濾波器系數(shù)集應用于所述復共軛采樣；以及減法塊，所述減法塊從所述運行時采樣減去被濾波的復共軛采樣，以校正失配誤差。
全文摘要
本發(fā)明的實施方案提供用于對在接收機的模擬組件內(nèi)產(chǎn)生的振幅誤差和正交相位誤差進行建模和校正的系統(tǒng)、裝置和方法。利用緊密地跟蹤I與Q多相濾波器響應之間的失配的頻率相關性質(zhì)的頻率相關校正方法。具體地，基于在接收機的校準期間產(chǎn)生的建模的誤差函數(shù)對信號執(zhí)行數(shù)字校正。
文檔編號H04L27/26GK102447663SQ201110296208
公開日2012年5月9日 申請日期2011年10月8日 優(yōu)先權日2010年10月7日
發(fā)明者C·J·拉澤爾 申請人:美信集成產(chǎn)品公司