專利名稱：碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器及其實(shí)現(xiàn)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器及其實(shí)現(xiàn)方法，屬于使用擴(kuò)頻技術(shù)的碼分多路復(fù)用系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域。
直接擴(kuò)頻碼分多址(DS/CDMA)系統(tǒng)中，擴(kuò)頻碼處于核心地位，所有關(guān)鍵技術(shù)都是圍繞擴(kuò)頻碼展開的。人們利用偽隨機(jī)碼良好的相關(guān)特性實(shí)現(xiàn)移動(dòng)臺(tái)對(duì)基站的搜索識(shí)別，獲得準(zhǔn)確的時(shí)鐘同步；另一方面通過(guò)捕獲電路實(shí)現(xiàn)路徑延時(shí)估計(jì)。早期人們采用簡(jiǎn)單的滑動(dòng)相關(guān)法對(duì)擴(kuò)頻碼進(jìn)行捕獲，盡管這一方法具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但它最大的缺點(diǎn)就是捕獲耗費(fèi)的時(shí)間往往很長(zhǎng)，對(duì)高速無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸?shù)目焖偻?、快速捕獲的要求無(wú)法滿足。采用無(wú)源數(shù)字匹配濾波器可以極大縮短捕獲時(shí)間，理論證明數(shù)字匹配濾波器的捕獲時(shí)間是最短的。但是，匹配濾波器也存在著擴(kuò)頻碼越長(zhǎng)，抽頭數(shù)越多，占用硬件資源越大的缺陷，限制了它的應(yīng)用。如今商用的匹配濾波器抽頭數(shù)最多為64。隨著超大規(guī)模集成電路技術(shù)的日新月異，現(xiàn)在匹配濾波器的成本有了顯著下降，逐步得到了廣泛使用。
匹配濾波器實(shí)際上是完成如下運(yùn)算R(n)=Σi=0N-1aixi+n---(1)]]>其中，{ai}i=0N-1]]>為本地系數(shù)序列，{xi}i=0∞]]>為接收序列，R(n)表示計(jì)算所得的相關(guān)值。一般情況下，系數(shù)序列取值{±1}，而接收序列為經(jīng)過(guò)A/D變換后的量化數(shù)值序列。
數(shù)字匹配濾波器所占用的硬件資源分為兩類一是每級(jí)的延時(shí)單元數(shù)目，二是每級(jí)的乘法和加法單元(以下簡(jiǎn)稱MAC)。這兩種資源均與抽頭數(shù)成正比增長(zhǎng)，使得硬件匹配濾波器的規(guī)模極其龐大。通常評(píng)價(jià)濾波器的性能主要有三個(gè)指標(biāo)占用的硬件資源(也稱有效面積)、消耗功率和最高工作頻率。占用面積小，消耗功率少，工作頻率高是設(shè)計(jì)者追求的目標(biāo)。
傳統(tǒng)的匹配濾波器結(jié)構(gòu)有兩種，如

圖1、圖2所示。其中圖1所示為集中式橫向匹配濾波器，該濾波器每一抽頭的乘法和加法是分別運(yùn)算的，首先對(duì)每一抽頭進(jìn)行乘法運(yùn)算，然后對(duì)各抽頭的乘積集中施行加法運(yùn)算。這種結(jié)構(gòu)由于采用集中運(yùn)算，需要一個(gè)龐大的加法網(wǎng)絡(luò)，并且在抽頭數(shù)很多時(shí)，加法網(wǎng)絡(luò)必須使用流水線技術(shù)，增加了控制的復(fù)雜性?？傊?，這種濾波器占用面積大，功耗高，最高工作頻率低。圖2所示為分布式匹配濾波器，這種濾波器部分地克服了集中式橫向匹配濾波器的缺陷，它采用分布式運(yùn)算結(jié)構(gòu)，在每一抽頭分別計(jì)算乘法和加法，這樣使得其工作頻率可以很高，但仍然存在著占用面積較大的弱點(diǎn)。
一般而言，給定濾波器的階數(shù)和量化電平數(shù)后，就已確定延時(shí)單元的個(gè)數(shù)，不能再減少之，這就促使人們研究擴(kuò)頻碼的內(nèi)在性能，盡量減少M(fèi)AC的數(shù)目。
本發(fā)明的目的是提供一種碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器，該匹配濾波器的結(jié)構(gòu)具有最少的MAC單元數(shù)，從而可以減小芯片面積，提高工作頻率。
本發(fā)明的另一目的是提供一種碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法。
本發(fā)明的碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法是這樣的設(shè)接收信號(hào)的輸入序列為{…xN……x0}，該匹配濾波器的系數(shù)序列為{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}，該輸入序列的物理意義為對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行抽樣量化而得到的二進(jìn)制比特序列，該系數(shù)序列的物理意義為表示該匹配濾波器的各個(gè)抽頭上所乘的固定的系數(shù)，其通常為1比特的二進(jìn)制序列；其中q相位表示多相位，q為整數(shù)；N表示傳統(tǒng)方法的匹配濾波器的級(jí)數(shù)或抽頭個(gè)數(shù)，N為整數(shù)；其特征在于該實(shí)現(xiàn)方法至少包括如下步驟(1)上述輸入序列在時(shí)鐘信號(hào)驅(qū)動(dòng)下，從x0開始，依序送入鎖存器，以保證量化比特之間的同步；(2)經(jīng)過(guò)鎖存器后的輸入序列的各個(gè)信號(hào)，通過(guò)數(shù)據(jù)總線同時(shí)送入各個(gè)所有特定系數(shù)乘法器的一個(gè)輸入端；(3)在上述各個(gè)乘法器的另一輸入端分別送入該匹配濾波器對(duì)應(yīng)的各個(gè)特定系數(shù)，即bN+q-1送入乘法器(321)的左端，bN+q-2送入乘法器(322)的左端，依次類推，直至b0送入乘法器(326)的左端；(4)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)乘法器的乘法運(yùn)算，將所得的結(jié)果同時(shí)分別對(duì)應(yīng)地送到上述各個(gè)加法器的一個(gè)輸入端，即y1送入加法器(331)的一個(gè)輸入端，y2送到加法器(332)的一個(gè)輸入端，依次類推，直至yN+q-1送到加法器(335)的一個(gè)輸入端；(5)在上述各個(gè)加法器的另一輸入端分別送入各個(gè)延時(shí)單元中寄存的相關(guān)值，即從延時(shí)單元(341)輸出的z1送入加法器(331)的另一輸入端，從延時(shí)單元(342)輸出的z2送到加法器(332)的另一輸入端，依次類推，直至從延時(shí)單元(345)輸出的zN+q-1送到加法器(335)的另一輸入端；而位于最末級(jí)的乘法器(326)的輸出y0則直接送入延時(shí)單元(341)；上述各個(gè)延時(shí)單元都是延時(shí)一個(gè)時(shí)鐘周期即將信號(hào)輸出；(6)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)加法器的加法運(yùn)算，將所得的結(jié)果依次送入與該加法器相鄰的下一級(jí)延時(shí)單元，即加法器(331)的輸出送入延時(shí)單元(342)，加法器(332)的輸出送入延時(shí)單元(343)，依次類推，直至加法器(335)的輸出送入延時(shí)單元(346)；(7)而位于最前面的延時(shí)單元(346)的輸出V(n)送入其前端的加法器(336)，以便與差分反饋單元的輸出U(n)相加，該差分反饋單元是由q個(gè)延時(shí)單元組成的，即該匹配濾波器的輸出R(n)經(jīng)過(guò)q個(gè)延時(shí)單元(347)得到的輸出值U(n)與V(n)通過(guò)加法器(336)相加后輸出就可得到此匹配濾波器的最后輸出結(jié)果。
上述方法中匹配濾波器的特定系數(shù)序列{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}是按照如下算式得到的假設(shè)其中的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是q相位，則 式中，系數(shù)ai是傳統(tǒng)匹配濾波器的系數(shù)。
在匹配濾波器的最末端設(shè)有一差分反饋單元，該差分反饋單元是由多個(gè)延時(shí)單元所組成，且其中的多個(gè)延時(shí)單元的數(shù)目與該濾波器的多相位的數(shù)目相等。
該相位差分的方法可以廣泛應(yīng)用于如IS95體制中的64抽頭哈達(dá)瑪序列多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器、移動(dòng)通信、雷達(dá)、數(shù)字信號(hào)處理類的多種二進(jìn)制序列的匹配濾波器中。
本發(fā)明的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是這樣實(shí)現(xiàn)的設(shè)其有q相位，其特征在于包括有下列部件對(duì)輸入序列進(jìn)行鎖存的一個(gè)鎖存器；在該鎖存器的后面通過(guò)數(shù)據(jù)總線連接有N+q個(gè)乘法器，這些乘法器的每一個(gè)乘法器都是其一個(gè)輸入端通過(guò)總線與該鎖存器的輸出端相連，其另一個(gè)輸入端則送入一個(gè)特定的系數(shù)序列；上述每一級(jí)乘法器的輸出端都與其對(duì)應(yīng)的一個(gè)加法器的一個(gè)輸入端相連，而這些加法器的另一輸入端則與其上一級(jí)延時(shí)單元的輸出相連，這些加法器的輸出則分別與其下一級(jí)延時(shí)單元的輸入相連；最末一級(jí)延時(shí)單元的輸出與一差分反饋單元的輸出連接到一個(gè)加法器，該加法器的求和所得結(jié)果就是最終的相關(guān)值；還包括一個(gè)差分反饋單元，該差分反饋單元是由多個(gè)延時(shí)單元相連所組成，且其中的多個(gè)延時(shí)單元的數(shù)目與該濾波器的多相位的數(shù)目相等，該差分反饋單元的輸入是匹配濾波器輸出的相關(guān)值，其輸出值則連接到最末一級(jí)的加法器的輸入。
上述乘法器所乘的一個(gè)特定的系數(shù)是序列{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}，該序列的算法如下假設(shè)其中的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是q相位，則 式中，系數(shù)ai是傳統(tǒng)匹配濾波器的系數(shù)。
上述特定系數(shù)乘法器、加法器、延時(shí)單元和差分反饋單元可以采用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列FPGA(Field Programmable Gate Array)集成芯片實(shí)現(xiàn)之。
該多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器可以采用專用集成電路ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit)芯片制成。
本發(fā)明的特點(diǎn)是提供一種多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器裝置的具體結(jié)構(gòu)，該匹配濾波器使用的多相位差分是一種通用方法，并不針對(duì)某種特定的碼。利用本發(fā)明的算法，可以有效地減小芯片面積，降低功耗，提高工作頻率。
下面結(jié)合附圖詳細(xì)介紹本發(fā)明的濾波器的結(jié)構(gòu)、特點(diǎn)和其實(shí)現(xiàn)方法圖1是傳統(tǒng)的集中式橫向匹配濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是傳統(tǒng)的分布式匹配濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是本發(fā)明的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖4是MaxplusⅡ門級(jí)仿真波形示意圖。
首先介紹多相位差分實(shí)現(xiàn)方法的工作原理由上述(1)式可看出，若ai=0，則相應(yīng)的MAC單元可省略。文獻(xiàn)《A Pipelined Digital Differential Matched Filter FPGA Implementation &VLSI Design》(《使用FPGA和VLSI設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)流水線數(shù)字差分匹配濾波器》刊于IEEE 1996CUSTOM INTEGRATED CIRCUITS CONFERENCE，pp75-78)提出了相鄰差分的思想，利用m序列的游程分布特性，減少了MAC單元。但這一方法僅對(duì)特定的序列有效，且并未考慮序列進(jìn)一步的內(nèi)在特性。本發(fā)明則將其推廣為任意間隔差分，稱為多相位差分。
為敘述方便，稱原二進(jìn)制序列與其延遲q個(gè)相位的序列交錯(cuò)相減所得的序列為q相位差分序列。
為了計(jì)算相關(guān)值R(n)，首先計(jì)算相關(guān)值的差分，稱為差分相關(guān)值D(n)D(n)=R(n)-R(n-q)]]>Σi=-1N-1bixi+nΣi=0l-1(-ai)xi+n-q+Σi=1N-1(ai-q-ai)xi+n-qΣi=NN+l-1ai-qxi+n-q----(2)]]>由上式可見，D(n)是R(n)和R(n-q)之差，R(n-q)是比R(n)早q個(gè)時(shí)鐘周期計(jì)算得到的相關(guān)值。計(jì)算得到D(n)后，與先前保存的R(n-q)相加，就可得到正確的相關(guān)值結(jié)果。由于多相位差分匹配濾波器將計(jì)算R(n)的任務(wù)轉(zhuǎn)化為計(jì)算差分相關(guān)值D(n)，故而得名。
根據(jù)定義，序列{bi}i=0N+l-1]]>為原序列{ai}i=0N-1]]>的q相差分序列，由上式可得如下對(duì)應(yīng)關(guān)系 若q=0，則差分序列退化為原序列；若q=1，則為相鄰差分序列，依次可類推。由式(2)可得到本發(fā)明的匹配濾波器，其結(jié)構(gòu)參見圖3所示。
設(shè)輸入序列為{…xN……x0}，匹配濾波器的系數(shù)序列為{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}。圖中虛框1是該匹配濾波器的基本單元，它主要由乘法和加法操作單元(MAC)和延時(shí)單元組成。整個(gè)濾波器就是由這些基本單元1不斷級(jí)連、組合而成的。而另一個(gè)虛框2是差分反饋單元，假設(shè)其是q相位差分，則該單元由q個(gè)延時(shí)單元構(gòu)成，用來(lái)存儲(chǔ)先前的q個(gè)結(jié)果。本發(fā)明的匹配濾波器包括有下列部件對(duì)輸入序列進(jìn)行鎖存的一個(gè)鎖存器31；在該鎖存器31的后面通過(guò)數(shù)據(jù)總線連接有N+q個(gè)乘法器321,322,……,326，這些乘法器每一個(gè)的一個(gè)輸入端都是通過(guò)總線與該鎖存器31的輸出端相連，其另一個(gè)輸入端則送入上述特定系數(shù)序列的一個(gè)數(shù)值；上述每一級(jí)乘法器的輸出端都與其對(duì)應(yīng)的一個(gè)加法器的一個(gè)輸入端相連，即乘法器321的輸出yN+q-1與加法器335的輸入端相連，乘法器322的輸出yN+q-2與加法器334的輸入端相連，依次類推，直至乘法器325的輸出y1與加法器331的輸入端相連；最后一個(gè)乘法器326的輸出y0直接與延時(shí)單元341的輸入端相連，而這些加法器的另一輸入端則與其上一級(jí)延時(shí)單元的輸出相連，即延時(shí)單元341的輸出z1與加法器331的輸入端相連，延時(shí)單元342的輸出z2與加法器332的輸入端相連，依次類推，直至延時(shí)單元345的輸出zN+q-1與加法器335的輸入端相連；這些加法器的輸出則分別與其下一級(jí)延時(shí)單元的輸入相連，即加法器331的輸出接至延時(shí)單元342的輸入，加法器332的輸出接至延時(shí)單元343的輸入，依次類推，直至加法器335的輸出接至延時(shí)單元346的輸入；最末一級(jí)延時(shí)單元346的輸出與一差分反饋單元2的輸出連接到加法器336，該加法器336的求和所得結(jié)果就是最終的相關(guān)值；該差分反饋單元2是由多個(gè)延時(shí)單元347相連所組成，且其中的多個(gè)延時(shí)單元347的數(shù)目與該濾波器的多相位的數(shù)目相等，該差分反饋單元2的輸入是該匹配濾波器輸出的相關(guān)值R(n)，其輸出值U(n)則連接到最末一級(jí)的加法器336的輸入。
上述每個(gè)乘法器所乘的一個(gè)特定系數(shù)所組成的序列為{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}，該序列的算法如下假設(shè)其中的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是q相位，則 式中，系數(shù)ai是傳統(tǒng)匹配濾波器的系數(shù)。
本發(fā)明的q相位差分匹配濾波器的工作流程至少包括如下步驟設(shè)接收信號(hào)的輸入序列為{…xN…x0}，該匹配濾波器的系數(shù)序列為{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}，該輸入序列的物理意義為對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行抽樣量化而得到的二進(jìn)制比特序列，該系數(shù)序列的物理意義為表示該匹配濾波器的各個(gè)抽頭上所乘的固定的系數(shù)，其通常為1比特的二進(jìn)制序列；其中q相位表示多相位，q為整數(shù)；N表示傳統(tǒng)方法的匹配濾波器的級(jí)數(shù)或抽頭個(gè)數(shù)，N為整數(shù)；(1)上述輸入序列在時(shí)鐘信號(hào)驅(qū)動(dòng)下，從x0開始，依序送入鎖存器31，以保證量化比特之間的同步；(2)經(jīng)過(guò)鎖存器31后的輸入序列各個(gè)信號(hào)(以x0為例)，通過(guò)數(shù)據(jù)總線同時(shí)送入所有的特定系數(shù)乘法器的一個(gè)輸入端，即分別送到各個(gè)乘法器321、322、323、324、325、326的一個(gè)輸入端；(3)在上述各個(gè)乘法器的另一輸入端分別送入該匹配濾波器的對(duì)應(yīng)的各個(gè)系數(shù)，即bN+q-1送入乘法器321的左端，bN+q-2送入乘法器322的左端，依次類推，直至b0送入乘法器326的左端；(4)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)乘法器的乘法運(yùn)算，將所得的結(jié)果同時(shí)分別對(duì)應(yīng)地送到上述各個(gè)加法器的一個(gè)輸入端，即y1送入加法器331的一個(gè)輸入端，y2送到加法器332的一個(gè)輸入端，依次類推，直至yN+q-1送到加法器335的一個(gè)輸入端；(5)在上述各個(gè)加法器的另一輸入端分別送入各個(gè)延時(shí)單元中寄存的相關(guān)值，即從延時(shí)單元341輸出的z1送入加法器331的另一輸入端，從延時(shí)單元342輸出的z2送到加法器332的另一輸入端，依次類推，直至從延時(shí)單元345輸出的zN+q-1送到加法器335的另一輸入端；而位于最末級(jí)的乘法器326的輸出y0則直接送入延時(shí)單元341；上述各個(gè)延時(shí)單元都是延時(shí)一個(gè)時(shí)鐘周期即將信號(hào)輸出；(6)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)加法器的加法運(yùn)算，將所得的結(jié)果依次送入與該加法器相鄰的下一級(jí)延時(shí)單元，即加法器331的輸出送入延時(shí)單元342，加法器332的輸出送入延時(shí)單元343，依次類推，直至加法器335的輸出送入延時(shí)單元346；(7)而位于最前面的延時(shí)單元(346)的輸出V(n)送入其前端的加法器(336)，以便與差分反饋單元的輸出U(n)相加，該差分反饋單元是由q個(gè)延時(shí)單元組成的，即該匹配濾波器的輸出R(n)經(jīng)過(guò)q個(gè)延時(shí)單元(347)得到的輸出值U(n)與V(n)通過(guò)加法器(336)相加后輸出就可得到此匹配濾波器的最后輸出結(jié)果。
這種差分結(jié)構(gòu)可從序列的游程分布加以解釋。q相差分對(duì)應(yīng)于原序列中相隔q個(gè)位置的兩元素(取值±1)的差，若這兩個(gè)元素相等，稱為相等游程，反之，稱為不等游程。它們的差取值{±2、±1、0}。若游程特性好，即相等游程數(shù)目多，則可獲得較多的0，能極大減少M(fèi)AC單元數(shù)。
CDMA中常用的擴(kuò)頻碼有m序列、Gold(戈德)碼和特殊設(shè)計(jì)的同步碼。本發(fā)明的研制人員對(duì)這些碼的游程分布進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)分析，應(yīng)用多相位差分原理，找到了它們對(duì)應(yīng)的最優(yōu)數(shù)字匹配濾波器結(jié)構(gòu)。尤其對(duì)于WCDMA(Wide-band Code Division Multiple Access)體制中所使用的主同步碼，用通用硬件描述語(yǔ)言VHDL編寫了這種碼的多相位數(shù)字匹配濾波器程序，進(jìn)行了仿真和驗(yàn)證，證實(shí)了多相位差分原理的優(yōu)越性。
A.實(shí)例一WCDMA體制中的主同步碼多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器WCDMA體制中各基站之間是異步時(shí)序關(guān)系，采用不同的18階Gold碼作為基站識(shí)別碼，為了在移動(dòng)端快速建立初始同步，3G協(xié)議(3rdGeneration Partnership Project；TechnicalSpecification Group Radio Access Network；Spreading and modulation(FDD)(3G TS 25.213V.3.1.1(1999-12)))提出三步同步的小區(qū)搜索算法。其中，第一步要對(duì)下行同步信道中的主同步碼(Primary Synchronous Code，簡(jiǎn)稱PSC)進(jìn)行逐碼片計(jì)算相關(guān)值的搜索。為了縮短搜索時(shí)間，最佳方法是使用匹配濾波器進(jìn)行相關(guān)接收，這就要求設(shè)計(jì)一個(gè)具有256抽頭的數(shù)字匹配濾波器。
按照規(guī)范，PSC碼采用廣義層次Golay(格雷)碼，該碼具有良好的非周期自相關(guān)特性，其構(gòu)造方法如下u=<u1,u2,…,u16>=<1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1>(4)Cpac=＜u,u,u,-u,-u,u,-u,-u,u,u,u,-u,u,-u,u,u>(5)序列u為碼長(zhǎng)16的廣義層次序列，將u用另一碼長(zhǎng)為16的Golay(格雷)序列調(diào)制，得到碼長(zhǎng)N=256的主同步碼。
根據(jù)多相位差分原理，本發(fā)明的研究人員用計(jì)算機(jī)統(tǒng)計(jì)了PSC序列的各相游程分布，得到如表1所示的統(tǒng)計(jì)結(jié)果。
表1.PSC序列的q相位差分游程分布(q=0..12)
由表可見，采用原序列，即q=0項(xiàng)所對(duì)應(yīng)的MAC單元數(shù)為255個(gè)，而采用2相差分，僅需98個(gè)MAC單元，比傳統(tǒng)方法節(jié)省62％的MAC單元。因此，申請(qǐng)人選擇q=2的主同步碼的差分序列作匹配濾波器的抽頭系數(shù)。
B.實(shí)例二Gold碼的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器對(duì)于碼長(zhǎng)N=63，優(yōu)選對(duì)特征多項(xiàng)式為f1(x)=1+x+x6和f2(x)=1+x+x2+x5+x6的Gold碼，根據(jù)多相差分原理，得到如表2所示的游程分布統(tǒng)計(jì)結(jié)果。
表2.Gold碼的q相位差分游程分布(q=0..12)
由表可見，采用原序列(q=0項(xiàng)對(duì)應(yīng))，需62個(gè)MAC單元，而采用3相差分，僅需26個(gè)MAC單元，比傳統(tǒng)方法節(jié)省58％的MAC單元。因此，可以選擇q=3的Gold碼的差分序列作匹配濾波器的抽頭系數(shù)。
對(duì)于主同步碼(PSC)，本發(fā)明的研究人員設(shè)計(jì)了FPGA(Field Programmable Gate Array)芯片。其主要的設(shè)計(jì)參數(shù)如下由于擴(kuò)頻信號(hào)的信噪比很低，接收信號(hào)采用8bit量化，以提高信號(hào)檢出概率。相關(guān)值采用16bit量化。用VHDL語(yǔ)言描述2相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的結(jié)構(gòu)，再使用Synopsys公司的FPGA Express進(jìn)行綜合，最后用Altera公司的MaxplusⅡ仿真、布線，對(duì)芯片編程。本發(fā)明采用的是FLEX10KE系列芯片。
圖4給出了綜合后的門級(jí)仿真波形，根據(jù)量化等級(jí)可計(jì)算出相關(guān)值的最大值(也稱相關(guān)峰值)為7F00h，最小值為E040h(均用16進(jìn)制表示)。從圖中可看到在正確的時(shí)間位置上出現(xiàn)了峰值，說(shuō)明仿真結(jié)果完全正確。
權(quán)利要求
1.一種多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法，設(shè)接收信號(hào)的輸入序列為{…xN……x0}，該匹配濾波器的系數(shù)序列為{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}，該輸入序列的物理意義為對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行抽樣量化而得到的二進(jìn)制比特序列，該系數(shù)序列的物理意義為表示該匹配濾波器的各個(gè)抽頭上所乘的固定的系數(shù)，其通常為1比特的二進(jìn)制序列；其中q相位表示多相位，q為整數(shù)；N表示傳統(tǒng)方法的匹配濾波器的級(jí)數(shù)或抽頭個(gè)數(shù)，N為整數(shù)；其特征在于該實(shí)現(xiàn)方法至少包括如下步驟(1)上述輸入序列在時(shí)鐘信號(hào)驅(qū)動(dòng)下，從x0開始，依序送入鎖存器，以保證量化比特之間的同步；(2)經(jīng)過(guò)鎖存器后的輸入序列的各個(gè)信號(hào)，通過(guò)數(shù)據(jù)總線同時(shí)送入所有特定系數(shù)乘法器的一個(gè)輸入端；(3)在上述各個(gè)乘法器的另一輸入端分別送入該匹配濾波器對(duì)應(yīng)的各個(gè)特定系數(shù)，即bN+q+1送入乘法器(321)的左端，bN+q-2送入乘法器(322)的左端，依次類推，直至b0送入乘法器(326)的左端；(4)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)乘法器的乘法運(yùn)算，將所得的結(jié)果同時(shí)分別對(duì)應(yīng)地送到上述各個(gè)加法器的一個(gè)輸入端，即y1送入加法器(331)的一個(gè)輸入端，y2送到加法器(332)的一個(gè)輸入端，依次類推，直至yN+q-1送到加法器(335)的一個(gè)輸入端；(5)在上述各個(gè)加法器的另一輸入端分別送入各個(gè)延時(shí)單元中寄存的相關(guān)值，即從延時(shí)單元(341)輸出的z1送入加法器(331)的另一輸入端，從延時(shí)單元(342)輸出的z2送到加法器(332)的另一輸入端，依次類推，直至從延時(shí)單元(345)輸出的zN+q-1送到加法器(335)的另一輸入端；而位于最末級(jí)的乘法器(326)的輸出y0則直接送入延時(shí)單元(341)；上述各個(gè)延時(shí)單元都是延時(shí)一個(gè)時(shí)鐘周期即將信號(hào)輸出；(6)經(jīng)過(guò)上述各個(gè)加法器的加法運(yùn)算，將所得的結(jié)果依次送入與該加法器相鄰的下一級(jí)延時(shí)單元，即加法器(331)的輸出送入延時(shí)單元(342)，加法器(332)的輸出送入延時(shí)單元(343)，依次類推，直至加法器(335)的輸出送入延時(shí)單元(346)；(7)而位于最前面的延時(shí)單元(346)的輸出V(n)送入其前端的加法器(336)，以便與差分反饋單元的輸出U(n)相加，該差分反饋單元是由q個(gè)延時(shí)單元組成的，即該匹配濾波器的輸出R(n)經(jīng)過(guò)q個(gè)延時(shí)單元(347)得到的輸出值U(n)與V(n)通過(guò)加法器(336)相加后輸出就可得到此匹配濾波器的最后輸出結(jié)果。
2.如權(quán)利要求1所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法，其特征在于上述方法中匹配濾波器的特定系數(shù)序列{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}是按照如下算式得到的假設(shè)其中的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是q相位，則 式中，系數(shù)ai是傳統(tǒng)匹配濾波器的系數(shù)。
3.如權(quán)利要求1所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法，其特征在于在匹配濾波器的最末端設(shè)有一差分反饋單元，該差分反饋單元由多個(gè)延時(shí)單元所組成，且其中的多個(gè)延時(shí)單元的數(shù)目與該濾波器的多相位的數(shù)目相等。
4.如權(quán)利要求1所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的實(shí)現(xiàn)方法，其特征在于該相位差分的方法可以應(yīng)用于如IS95體制中的64抽頭哈達(dá)瑪序列多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器、移動(dòng)通信、雷達(dá)、數(shù)字信號(hào)處理類的多種二進(jìn)制序列的匹配濾波器中。
5.一種多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器，設(shè)其有q相位，其特征在于包括有下列部件對(duì)輸入序列進(jìn)行鎖存的一個(gè)鎖存器；在該鎖存器的后面通過(guò)數(shù)據(jù)總線連接有N+q個(gè)乘法器，這些乘法器中的每一個(gè)都是一個(gè)輸入端通過(guò)總線與該鎖存器的輸出端相連，而另一個(gè)輸入端則送入一個(gè)特定的系數(shù)；上述每一級(jí)乘法器的輸出端都與其對(duì)應(yīng)的一個(gè)加法器的一個(gè)輸入端相連，而這些加法器的另一輸入端則與其上一級(jí)延時(shí)單元的輸出端相連，另外這些加法器的輸出則分別與其下一級(jí)延時(shí)單元的輸入端相連；最末一級(jí)延時(shí)單元的輸出與一差分反饋單元的輸出連接到一個(gè)加法器，該加法器的求和所得結(jié)果就是最終的相關(guān)值；上述差分反饋單元是由多個(gè)延時(shí)單元相連所組成，且其中的多個(gè)延時(shí)單元的數(shù)目與該濾波器的多相位的數(shù)目相等，該差分反饋單元的輸入是該匹配濾波器輸出的相關(guān)值，其輸出值則連接到最末一級(jí)的加法器的輸入端。
6.如權(quán)利要求5所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器，其特征在于上述每個(gè)乘法器所乘各個(gè)特定的系數(shù)是按照其排列順序取之于序列{bN-q-1,bN-q-2,……,bi,……,b1,b0}的每一個(gè)數(shù)值，該序列的算法如下假設(shè)其中的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器是q相位，則 式中，系數(shù)ai是傳統(tǒng)匹配濾波器的系數(shù)。
7.如權(quán)利要求5所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器，其特征在于上述特定系數(shù)乘法器、加法器、延時(shí)單元和差分反饋單元可以采用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列FPGA(Field ProgrammableGate Array)集成芯片實(shí)現(xiàn)之。
8.如權(quán)利要求5所述的多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器，其特征在于該多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器可以采用專用集成電路ASIC(Application Specific Integrated Circuit)芯片制成。
全文摘要
一種碼分多址多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器及其實(shí)現(xiàn)方法,提出一種由鎖存器、多個(gè)乘法器、多個(gè)加法器、多個(gè)延時(shí)單元和一個(gè)差分反饋單元組成多相位差分?jǐn)?shù)字匹配濾波器的新結(jié)構(gòu),該匹配濾波器具有最少的MAC單元數(shù),該匹配濾波器使用的多相位差分實(shí)現(xiàn)方法是一種通用方法,并不針對(duì)某種特定的碼。利用本發(fā)明的算法,可以有效地減小芯片面積,降低功耗,提高工作頻率。
文檔編號(hào)H04J13/02GK1297294SQ0013581
公開日2001年5月30日 申請(qǐng)日期2000年12月21日 優(yōu)先權(quán)日2000年12月21日
發(fā)明者牛凱, 吳偉陵 申請(qǐng)人:北京郵電大學(xué)