專利名稱：Cmos源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電子技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，該偏置電路為CMOS源極耦合分頻器提供偏置，可應(yīng)用于頻率合成器的高速分頻器中。

背景技術(shù)：
鎖相頻率合成器在通訊系統(tǒng)中起著同步、變頻和信道切換等重要作用，是現(xiàn)代通訊不可缺少的部件之一。如圖1所示，它由鑒頻鑒相器及電荷泵(PFD/CP)、環(huán)路濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)和分頻器組成。
其中，鑒頻鑒相器及電荷泵是相位比較裝置，它將輸入信號(hào)和壓控振蕩器的輸出信號(hào)的相位進(jìn)行比較，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于兩個(gè)信號(hào)相位差的誤差電壓。環(huán)路濾波器的作用是濾除誤差電壓中的高頻成分和噪聲，以保證環(huán)路所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。壓控振蕩器受控制電壓的控制，使壓控振蕩器的頻率向輸入信號(hào)的頻率靠攏，直至消除頻差而鎖定。分頻器用于將VCO輸出的高頻信號(hào)的頻率除于N，以達(dá)到在鎖定時(shí)與參考頻率相同的目的。
頻率合成器的分頻器必須提供一個(gè)可以編程的分頻比M，在低頻下，它可以用一個(gè)可編程的計(jì)數(shù)器來實(shí)現(xiàn)。但當(dāng)頻率合成器的輸出頻率很高時(shí)，高速計(jì)數(shù)器是很難實(shí)現(xiàn)的，而且功耗很大。大功耗的分頻器，使得通信系統(tǒng)的待機(jī)時(shí)間變短。
為了解決這一問題，人們普通采用了如圖2所示的分頻構(gòu)架。它由一個(gè)高速除2分頻器、雙模預(yù)分頻器和兩個(gè)計(jì)數(shù)器(計(jì)數(shù)值分別為P和S且P＜S，它們都是可以編程的)組成。經(jīng)過高速除2分頻器后，頻率已經(jīng)得到很大的降低，使得后續(xù)雙模預(yù)分頻器消耗的功耗減小。當(dāng)信號(hào)經(jīng)過雙模預(yù)分頻器后，頻率進(jìn)一步降低，后續(xù)P、S計(jì)數(shù)器只要消耗較小的功耗就能對(duì)信號(hào)進(jìn)行分頻。因此，在這種結(jié)構(gòu)的分頻器中，前置除2分頻器及雙模預(yù)分頻器消耗了絕大部分的功耗。
一般來說，上述結(jié)構(gòu)的除2分頻器和雙模預(yù)分頻器消耗的功耗占頻率合成器的40％以上，成為頻率合成最耗能的部分之一。作為除2的分頻器及雙模預(yù)分頻器的結(jié)構(gòu)很多，較為常用的有真正的單相時(shí)鐘(在英文文獻(xiàn)中稱為true single phase clock)、源極耦合(在英文文獻(xiàn)中稱為sourcecoupled logic)結(jié)構(gòu)。源極耦合結(jié)構(gòu)分頻器由于其工作頻率高、消耗的功耗小和對(duì)共模的噪聲抑制能力強(qiáng)等有利因素，得到了廣泛的應(yīng)用。它的工作原理在此不再累述，可以參考如下4篇文獻(xiàn) [1]X.R.Yu，M.A.Do，J.G.Ma，K.S.Yeo，ect.‘1V 10GHz CMOSfrequency divider with low power consumption’，Electron.Lett.，2004，40，(8)，pp.467-469 [2]Wong，J.M.C.，Cheung，V.S.L.，and Luong，H.C.‘A 1-V 2.5-mW5.2-GHz frequency divider in a 0.35-mm CMOS process’，IEEE J.Solid-StateCircuits，2003，38，(10)，pp.1643-1648 [3]M.Alioto，G.Palumbo，etc.‘Design of High-Speed Power-EfficientMOS Current-Mode Logic Frequency Dividers’，IEEE Tran.On Circuit andsystems，2006，53，(11)，pp.1650-1659 [4]R.Nonis，E.Palumbo，P.Palestri，L.Selmi.‘A Design Methodologyfor MOS Current-Mode Logic Frequency Dividers’，IEEE Tran.On Circuit andsystems，2007，54，(2)，pp.245-254 上述文獻(xiàn)2給出了源極耦合分頻器的最高工作頻率的公式，表述為 在上述公式1中，gmn，VTN，Vgs分別為如圖4所示的取樣晶體管(即圖4中標(biāo)記為18、19、20、21的晶體管)的跨導(dǎo)、開啟電壓和柵極電壓。CL為分頻器輸出端的總電容，Ibias為分頻器的偏置電流，fmax為最高工作頻率。VTN與絕對(duì)溫度成反比，因此，公式1中的最高工作頻率與絕對(duì)溫度成反比。
另外，根據(jù)文獻(xiàn)4，分頻器的輸出振幅可以由下面的公式計(jì)算 Vsw＝2IbiasR(2) 在上述公式2中，R為源極耦合分頻器的負(fù)載電阻。為了提高分頻器的工作頻率范圍，這一負(fù)載電阻一般都由一處于線性區(qū)的PMOS管代替，稱為動(dòng)態(tài)負(fù)載電阻(即圖4中標(biāo)記為8、9、10、11的晶體管)。因此，公式又可表述為 現(xiàn)有的源極耦合分頻器的偏置方法為 第一步，從晶圓廠商提供的PDK文檔或模型文件中，找出某一高溫下(通常為80攝氏度)VTN、VTP和CL參數(shù)的數(shù)值。
第二步，使用HSPICE(或Cadence、ADS)通過直流仿真得到Vgs。
第三步，根據(jù)公式1，算出所需要的偏置電流Ibias。
第四步，根據(jù)公式2及所需要的輸出振幅，算出電阻R的值，并使用工作在線性區(qū)的PMOS將其替代。
現(xiàn)有的偏置方法為分頻器提供了一個(gè)恒定的偏置電流Ibias和偏置電壓Vbias。由公式1和3可知，μP為PMOS管載流子遷移率，VTP為它的開啟電壓，Vbias為PMOS的柵壓，VDD為電源電壓。μP、|VTP|均與絕對(duì)溫度成反比。因此，在這種偏置方法下，分頻器的最高工作頻率fmax和輸出振幅VSW都隨著溫度變化。為了使得在高溫條件下，分頻器也能正常工作到某一頻率，往往需要選取一比較大的恒定偏置電流Ibias。由于這一電流是恒定的，造成分頻器工作在較低溫度時(shí)，仍然消耗同樣的電流Ibias，不利于節(jié)省功耗。另外，源極耦合分頻器后面一般都接了一個(gè)緩沖器，以提高它的工作頻率，需要一個(gè)恒定的輸入驅(qū)動(dòng)。然而，從公式3可知，在傳統(tǒng)的偏置電路下，分頻器的輸出振幅是隨著溫度變化而變化。
總之，現(xiàn)有的源極耦合分頻器的偏置電路的缺點(diǎn)是在較低溫度時(shí)，仍然消耗由高溫時(shí)確定的工作電流；另外，輸出振幅隨著溫度的變化。


發(fā)明內(nèi)容
(一)要解決的技術(shù)問題 有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，以降低分頻器在低溫工作時(shí)的功耗，提高分頻器的工作速度。
(二)技術(shù)方案 為達(dá)到上述目的本發(fā)明提供了一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，該方法包括 從晶圓廠商提供的PDK文檔或模型文件中，找出VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)的數(shù)值； 使用EDA工具通過直流仿真得到Vgs； 利用Vgs、VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)求出所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)； 根據(jù)求出的所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)設(shè)計(jì)出CMOS源極耦合高速分頻器的偏置電路。
上述方案中，所述求出所需偏置電流的溫度系數(shù)采用公式

其中，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，Vgs為NMOS晶體管的柵電壓，VTN為NOMS晶體管的域電壓，

為NOMS晶體管的溫度系數(shù)。
上述方案中，所述偏置電流是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電流，該偏置電流的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、MOS管的溫度系數(shù)和柵電壓決定。
上述方案中，所述求出所需偏置電壓的溫度系數(shù)采用公式

其中，

為所需要的偏置電壓的溫度系數(shù)，Vbias，min為所需要的偏置電壓，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，T0＝300K，VDD為電源電壓，VTP為NOMS晶體管的域電壓，KVTP為NOMS晶體管的溫度系數(shù)，αμp為載流子溫度系數(shù)的指數(shù)項(xiàng)。
上述方案中，所述偏置電壓是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電壓，該偏置電壓的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、載流子遷移率及二者的溫度系數(shù)來決定。
上述方案中，所述使用的EDA工具是HSPICE、Cadence或ADS。
(三)有益效果 由于開啟電路的相對(duì)溫度系數(shù)

是負(fù)值，為了使MOS晶體管正常工作，需要使得Vgs＞VTH，從公式6可知，偏置電流的溫度系數(shù)為正值。在所提出的偏置電路下，分頻器消耗的功耗與絕對(duì)溫度成正比。與在較低溫度時(shí)仍然消耗由高溫時(shí)確定的、較大的工作電流的傳統(tǒng)偏置電路相比，本發(fā)明所提出的偏置電路的有益效果就是，在高溫時(shí)消耗較多的功耗，在低溫消耗較少的功耗，從而使分頻器在低溫工作時(shí)的能耗降低。本發(fā)明的另外一個(gè)有利效果就是，在整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)輸出振幅基本不變，提高了分頻器的工作速度。



圖1是鎖相頻率合成器結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是整數(shù)分頻器的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是本發(fā)明提供的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法流程圖。
圖4是本發(fā)明提供的一具體的偏置電路及源極耦合分頻器。
圖5是在傳統(tǒng)偏置電路下和所提出的偏置電路下，源極耦合分頻器功耗隨著溫度的變化對(duì)比圖。
圖6是在傳統(tǒng)偏置電路下和所提出的偏置電路下，源極耦合分頻器振幅隨著溫度的變化對(duì)比圖。
圖7是在傳統(tǒng)偏置電路下和所提出的偏置電路下，源極耦合分頻器最高工作頻率隨著溫度的變化對(duì)比圖。
符號(hào)說明 1、2、5、6是偏置電路的PMOS管。
3、4、7是偏置電路的NMOS管。
BJT1、BJT2、BJT3是偏置電路的三極管。
R1、R2是電阻。
REF是晶體管7的柵壓，與其成鏡像的晶體管的電流與絕對(duì)溫度成正比。
Vbias，min這一輸出端口提供一與絕對(duì)溫度成反比的電壓。
VDD為電源電壓輸入端口 Clk為源極耦合分頻器的正相輸入端口。
Clkbar為源極耦合分頻器的反相輸入端口。
8、9、10、11為源極耦合分頻器的動(dòng)態(tài)負(fù)載電阻晶體管。
12、13、14、15為源極耦合分頻器的保持狀態(tài)晶體管。
18、19、20、21為源極耦合分頻器的采樣晶體管。
16、17、22、23為源極耦合分頻器的時(shí)鐘輸入晶體管。
24、25為源極耦合分頻器的尾電流晶體管。

具體實(shí)施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合具體實(shí)施例，并參照附圖，對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步詳細(xì)說明。
本發(fā)明提供了一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，該方法為源極耦合分頻器提供了一個(gè)隨溫度變化的電流和電壓，分別用于偏置源極耦合分頻器的尾電流和作動(dòng)態(tài)負(fù)載管的PMOS柵電壓。在該方法下，偏置電流不再是恒定的，而隨著溫度的變化而變化，在高溫時(shí)消耗較多的電流，在低溫時(shí)消耗較少的電流，從而達(dá)到了在低溫節(jié)省功耗的目的。同時(shí)，在該方法下，輸出振幅基本保持恒定，一方面有利于后續(xù)緩沖器的設(shè)計(jì)，另一方面也提升了分頻器在整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)的工作速度。
圖3示出了本發(fā)明提供的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法流程圖，該方法包括 步驟1從晶圓廠商提供的PDK文檔中，找出VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)的數(shù)值； 步驟2使用EDA工具(HSPICE、Cadence或ADS)通過直流仿真得到Vgs； 步驟3利用Vgs、VTN、KTN、VTP、αμP和KTP參數(shù)求出所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)； 步驟4根據(jù)求出的所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)設(shè)計(jì)出CMOS源極耦合高速分頻器的偏置電路。
上述求出所需偏置電流的溫度系數(shù)采用公式

其中，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，Vgs為NMOS晶體管的柵電壓，VTN為NOMS晶體管的域電壓，

為NOMS晶體管的溫度系數(shù)。
上述偏置電流是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電流，該偏置電流的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、MOS管的溫度系數(shù)和柵電壓決定。
上述求出所需偏置電壓的溫度系數(shù)采用公式

其中，

為所需要的偏置電壓的溫度系數(shù)，Vbias，min為所需要的偏置電壓，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，T0＝300K，VDD為電源電壓，VTP為NOMS晶體管的域電壓，KVTP為NOMS晶體管的溫度系數(shù)，αμp為載流子溫度系數(shù)的指數(shù)項(xiàng)。
上述偏置電壓是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電壓，該偏置電壓的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、載流子遷移率及二者的溫度系數(shù)來決定。
圖4是源極耦合分頻器的晶體管級(jí)電路結(jié)構(gòu)的電路圖。偏置電路為源極耦合分頻器提供隨著溫度變化電流及電壓。偏置電流和電壓的溫度系數(shù)由下面的方法所確定。下面，推導(dǎo)上述設(shè)計(jì)方法所用到的公式，并說明圖所示的電路為什么適合作為源極耦合分頻器的偏置電路。
為了在整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)使得分頻器的最高工作頻率fmax不隨溫度變化，對(duì)公式1的物理量對(duì)溫度求微分，可得 令

KX表示物理X的相對(duì)溫度系數(shù)。則公式4可簡(jiǎn)化為 令

可得到使得分頻器最高工作頻率不變所需偏置電流的溫度系數(shù)為 由公式6可知，偏置電流的溫度系數(shù)應(yīng)該由MOS管的柵電壓、開啟電壓及其溫度系數(shù)決定。
由于較大的輸出振幅VSW將經(jīng)歷較長(zhǎng)的時(shí)延，會(huì)導(dǎo)致分頻器的工作頻率降低。因此，分頻器輸出振幅VSW不宜過大，但太小的輸出振幅無法驅(qū)動(dòng)后續(xù)緩沖器。一般地，將分頻器的輸出振幅設(shè)置為能夠驅(qū)動(dòng)緩沖器的最小振幅。記這一最小輸出振幅為Vsw，min，達(dá)到這一最小輸出振幅的負(fù)載PMOS的柵極電壓記為Vbias，min，于是，公式3可以重新寫為 為使最小輸出振幅不隨溫度變化，對(duì)公式7對(duì)溫度求微分，且令其為0，可得偏置電壓Vbias，min的溫度系數(shù)為 在上式中，αμp為載流子溫度系數(shù)的指數(shù)項(xiàng)，T0＝300k。
通過對(duì)CMOS電路中工藝參數(shù)典型值的提取和結(jié)合公式(6)和(8)，可以算出圖4所示的偏置電路為一種可以產(chǎn)生所需電流、電壓相關(guān)溫度系數(shù)的電路。在圖4中，1、2、3、4、BJT1、BJT2和R1組成了一種自偏置電流源。晶體管5和7的電流是晶體管1和2的鏡像，它的漏源電流大小為 I5＝(kTlnn)/qR1(9) 在公式9中，k為開爾文常數(shù)，T為絕對(duì)溫度，q為電子電量，n為晶體管BJT1與BJT2結(jié)面積的比值，R1為電阻R1的電阻值。這是一個(gè)與絕對(duì)溫度成正比的電流，可以用作源極耦合分頻器的尾電流。為了使得分頻器的最高工作頻率不隨溫度變化，需要做以下變化。對(duì)公式9以溫度作為變量求微分，并令其與公式6相等，可得 調(diào)節(jié)R1和n的數(shù)值，使得上式相等，便可得到使分頻器最高工作頻率不隨溫度變化的尾電流的溫度系數(shù)。尾電流的獲得是通過分頻器的尾電流晶體管與晶體管7的鏡像而得到的，也就是用圖中REF的輸出電壓去控制尾電流晶體管(在圖4中，標(biāo)記為24、25晶體管)的柵極。
另外，圖中的輸出電壓Vbias，min可以表述為 上式中，Vbe為三極管BJT3基極與發(fā)射極之間的電壓，R2為電阻R2的電阻值。
同樣，為了使得分頻器的輸出振幅不隨溫度變化，由公式8和11可得 調(diào)節(jié)公式12中的R2、R1及n，使得等式成立，便可得到一個(gè)與溫度成一定比例的輸出電壓。在這一偏置電壓下，分頻器的輸出振幅Vsw，min基本保持不變。
為了驗(yàn)證上述偏置電路的實(shí)際效果，我們分別對(duì)采用傳統(tǒng)偏置電路及所提出的偏置電路的除2分頻器進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，所得結(jié)果如圖5、6和7所示。下面對(duì)這些圖做一具體說明。
圖5是在采用傳統(tǒng)的偏置電路和新型偏置電路下，分頻器消耗的功耗對(duì)比圖。應(yīng)用本方明提及的新偏置電路的分頻器消耗的功耗在除最高工作溫度點(diǎn)以外的所有溫度點(diǎn)均小于采用傳統(tǒng)偏置電路的分頻器，從而使得當(dāng)分頻器工作在低溫時(shí)，功耗低。
圖6是在傳統(tǒng)的偏置電路和新型偏置電路下，分頻器輸出振幅大小的對(duì)比圖。本發(fā)明所提出的新型偏置電路使得分頻器的輸出振幅基本保持不變，而傳統(tǒng)的偏置電路輸出振幅變化很大。
圖7是在傳統(tǒng)的偏置電路和新型偏置電路下，分頻器最高工作頻率的對(duì)比圖。本發(fā)明所提出的新型偏置電路使得分頻器最高工作頻率基本保持不變；與采用傳統(tǒng)偏置方式的分頻器相比，使用本發(fā)明所提出的新型偏置電路的分頻器，在整個(gè)工作溫度范圍內(nèi)，工作頻率變化較小，最高工作頻率更高。
總之，與傳統(tǒng)的偏置電路相比，在本發(fā)明所提出的新型偏置電路下，分頻器節(jié)省了功耗，同時(shí)提升了工作速度。
綜上所述，利用本發(fā)明設(shè)計(jì)的適用于源極耦合分頻器的新型偏置電路，在這一偏置電路下，分頻器消耗的功耗與絕對(duì)溫度成正比，達(dá)到了工作在較低溫度時(shí)，節(jié)省功耗的目的。同時(shí)，使得分頻器的輸出振幅基本保持不變，提升了分頻器的工作速度，具有較為明顯的實(shí)用價(jià)值和經(jīng)濟(jì)價(jià)值。
以上所述的具體實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施例而已，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，該方法包括
從晶圓廠商提供的PDK文檔或模型文件中，找出VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)的數(shù)值；
使用EDA工具通過直流仿真得到Vgs；
利用Vgs、VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)求出所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)；
根據(jù)求出的所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)設(shè)計(jì)出CMOS源極耦合高速分頻器的偏置電路。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，所述求出所需偏置電流的溫度系數(shù)采用公式
其中，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，Vgs為NMOS晶體管的柵電壓，VTN為NOMS晶體管的域電壓，
為NOMS晶體管的溫度系數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，所述偏置電流是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電流，該偏置電流的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、MOS管的溫度系數(shù)和柵電壓決定。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，所述求出所需偏置電壓的溫度系數(shù)采用公式
其中，
為所需要的偏置電壓的溫度系數(shù)，Vbias，min為所需要的偏置電壓，KIbias為所需偏置電流的溫度系數(shù)，T0＝300K，VDD為電源電壓，VTP為NOMS晶體管的域電壓，KVTP為NOMS晶體管的溫度系數(shù)，aμp為載流子溫度系數(shù)的指數(shù)項(xiàng)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，所述偏置電壓是與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系的電壓，該偏置電壓的溫度系數(shù)由MOS管的開啟電壓、載流子遷移率及二者的溫度系數(shù)來決定。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，所述使用的EDA工具是HSPICE、Cadence或ADS。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種CMOS源極耦合高速分頻器偏置電路的設(shè)計(jì)方法，包括從晶圓廠商提供的PDK文檔或模型文件中，找出VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)的數(shù)值；使用HSPICE(或其它EDA工具，如Cadence、ADS)通過直流仿真得到Vgs；利用Vgs、VTN、KTN、VTP、αμp和KTP參數(shù)求出所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)；根據(jù)求出的所需偏置電流的溫度系數(shù)和所需偏置電壓的溫度系數(shù)設(shè)計(jì)出CMOS源極耦合高速分頻器的偏置電路。利用本發(fā)明，源極耦合高速分頻器消耗的功耗與絕對(duì)溫度成一定比例關(guān)系，源極耦合高速分頻器的最高工作頻率和輸出振幅基本保持不變，降低了源極耦合高速分頻器的功耗，提高了源極耦合高速分頻器的工作速度。
文檔編號(hào)H04L7/033GK101741540SQ20081022748
公開日2010年6月16日 申請(qǐng)日期2008年11月26日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月26日
發(fā)明者閻躍鵬, 曾隆月, 陳家國 申請(qǐng)人:中國科學(xué)院微電子研究所