專利名稱：：Ofdm調(diào)制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種無線發(fā)送機(jī)，更為詳細(xì)而言，涉及到OFDM用的無線發(fā)送機(jī)的調(diào)制裝置及峰值系數(shù)降低裝置。
背景技術(shù)：
：在無線通信的領(lǐng)域，人們正在以頻率利用效率的提高為目標(biāo)，研究各種通信方式并加以實用化。作為其一的正交頻分復(fù)用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)調(diào)帝U方式不受多才5延遲波影響，被視為第四代移動通信的首選。在使用OFDM調(diào)制方式的代表性無線發(fā)送機(jī)中，通過正交調(diào)幅QAM(QuadratureAmplitudeModulation)等的調(diào)制器將發(fā)送數(shù)據(jù)的比特序列進(jìn)行一次調(diào)制，將發(fā)送數(shù)據(jù)按規(guī)定數(shù)目的比特單位變換為復(fù)碼元。在作為一次調(diào)制器(碼元映射器)使用16QAM調(diào)制器時，發(fā)送數(shù)據(jù)按4比特單位被變換為QAM的復(fù)碼元序列。由碼元映射器生成的復(fù)碼元序列通過串并行變換器按每一規(guī)定碼元數(shù)進(jìn)行分塊。在下面的說明中，用NSC來代表由串并行變換器分塊的復(fù)碼元個數(shù)。在從串并行變換器分塊輸出的NSC個復(fù)碼元中，添加適當(dāng)數(shù)目的零值碼元，以便復(fù)碼元的總數(shù)成為可用2的冪來表達(dá)的數(shù)目(下面，表述為NFFT)。增加碼元個數(shù)后的信號模塊由逆向快速傅立葉變換(IFFT:InversedFastFourierTransform)裝置進(jìn)行二次調(diào)制，將其變換為OFDM碼元樣本值的NFFT個復(fù)數(shù)。在OFDM中，因為在NFFT個正交副載波之中由IFFT裝置使之和非零的復(fù)碼元相對應(yīng)且頻率相互不同的NSC個副載波上調(diào)制數(shù)據(jù)，所以O(shè)FDM可以說是多載波調(diào)制方式的一種。就OFDM而言，在原理上，從IFFT裝置并行輸出的NFFT個復(fù)碼元值(樣本值)通過并串行變換器變換為串行的信號序列，成為復(fù)基帶OFDM信號。復(fù)基帶OFDM信號在通過D/A變換器變換成模擬連續(xù)信號之后，乘以載波被變換為RF頻帶的OFDM信號。變?yōu)榇行盘柡蟮?塊量OFDM信號被稱為OFDM碼元，其長度被稱為碼元長度。由RF發(fā)送部進(jìn)行功率放大并發(fā)送的OFDM信號因為分為在傳播路徑中不受到反射的直接波和由傳播路徑上的障礙物反射的延遲波，到達(dá)接收機(jī)，所以對于直接波來說，延遲波作為噪聲起作用。因此，在OFDM發(fā)送機(jī)中，為了消除延遲波的影響，要在由NFFT個樣本點組成的各OFDM碼元中，復(fù)制后半部分所屬的NCP個樣本點，將其插入OFDM碼元的前段，形成由NFFT+NCP個樣本點組成的冗余化后的OFDM碼元。上述冗余部分被稱為循環(huán)前綴，成為用來消除延遲波影響的保護(hù)間隔。只要循環(huán)前綴長度NCP大于等于多徑延遲波的延遲時間，就可以在OFDM接收機(jī)側(cè)，消除延遲波的影響。并串行變換器將這樣得到的NFFT+NCP個樣本點變換成串行信號。另外，從RF發(fā)送部發(fā)送的OFDM信號因為在碼元間信號不連續(xù)，有發(fā)送頻譜擴(kuò)大的趨勢，所以在插入保護(hù)間隔(循環(huán)前綴)之后，要使用適當(dāng)?shù)拇昂瘮?shù)對碼元間的連接部分進(jìn)行錐形處理，使信號平滑連續(xù)。另外，還根據(jù)需要，設(shè)置頻帶限制濾波器，抑制發(fā)送頻譜的擴(kuò)大。根據(jù)OFDM方式，在發(fā)送碼元的調(diào)制中使用了頻率不同的多個副載波，各發(fā)送碼元能當(dāng)作相互不相關(guān)的隨機(jī)信號。因此，眾所周知，根據(jù)中心極限定理，信號分布近似于正態(tài)分布，發(fā)送波的峰值系數(shù)(最大功率和平均功率之比)也達(dá)到10dB12dB。OFDM的調(diào)制信號由RF發(fā)送機(jī)的功率放大器進(jìn)行放大并送波，但是一般來說，在放大器的線性區(qū)域上有限制，若是大功率輸出則發(fā)生飽和。因此，在功率放大器對于發(fā)送信號的峰值振幅發(fā)生飽和時，在發(fā)送波形上產(chǎn)生畸變，造成向發(fā)送頻帶外，特別是鄰近的頻率頻帶使功率泄漏。因為該泄漏功率按照無線電法規(guī)被嚴(yán)格限制，所以在OFDM的發(fā)送機(jī)中，難以在功率放大器的額定輸出之前，充分提高發(fā)送功率。為了解決這種問題，有效的是降低發(fā)送信號的峰值系數(shù)。這里的降低峰值系數(shù)意味著，在發(fā)送輸出中允許少許的波形品質(zhì)惡化也就是噪聲的附加來抑制峰值振幅的那種信號波形處理。作為降低峰值系數(shù)的以往技術(shù)之一，例如在日本特開2003-124824號(專利文獻(xiàn)l)中提出了一種峰值系數(shù)降低裝置，該峰值系數(shù)降低裝置以CDMA的基帶信號為對象，在振幅的峰值為最大值的采樣點上生成脈沖狀的修正信號，并通過具有和基帶頻帶限制濾波器相同的頻率響應(yīng)的濾波器對該信號進(jìn)行波形整形，并從基帶信號減去該信號。上述修正信號因為是在原來的信號中沒有的成分，所以對于發(fā)送信號來說作為噪聲進(jìn)行處理，但是因為修正信號的頻帶通過濾波器掩蔽在發(fā)送頻譜的范圍內(nèi)，所以能防止向發(fā)送頻帶外的噪聲泄漏。專利文獻(xiàn)1日本特開2003-124824號"峰值系數(shù)降低裝置"非專利文獻(xiàn)1IT7才一，厶第4世代千A^f部會、乂7亍厶専門委員會〉只X厶^:/:7，7卜，夕于亇WG、「乇/《,^IT7才一，厶4G技術(shù)調(diào)查報告書(〉7亍厶吖乂7，7卜，夕^卞)(Verl,l)」作為使用OFDM的多元連接方式，OFDMA(OrthogonalFrequencyDivisionMultipleAccess)已為眾所周知。根據(jù)移動IT論壇第4代移動部門會議系統(tǒng)專門委員會系統(tǒng)基礎(chǔ)架構(gòu)WG、"移動IT論壇4G技術(shù)調(diào)査報告書(系統(tǒng)基礎(chǔ)架構(gòu)編)(非專利文獻(xiàn)1)的3丄3"，OFDMA是一種"通過由全部用戶共享所有副載波，將任意多個副載波和子信道進(jìn)行定位，并按任意的時間定時給各用戶以自適應(yīng)方式分配子信道來實現(xiàn)多元連接的方法"。在非專利文獻(xiàn)1的圖3丄4中，公示出副載波的分配方法一例。在將以往技術(shù)使用于OFDMA中時，將產(chǎn)生難以解決的新問題。根據(jù)OFDMA，可以任意決定使用哪個副載波進(jìn)行調(diào)制，并且沒有加載信息的副載波停波。此時，發(fā)送頻譜的形狀復(fù)雜且急劇地產(chǎn)生起伏。使用于峰值系數(shù)降低的修正信號(噪聲)雖然重要的是已經(jīng)掩蔽在發(fā)送頻譜中以不向頻帶外泄漏，但是在以往技術(shù)中，不得不讓波形整形濾波器特性依照發(fā)送頻譜形狀，該波形整形濾波器使脈沖狀的修正信號起作用。因此，濾波器特性變得非常復(fù)雜。除此之外，因為必須按照副載波停波圖案使濾波器特性成為可變，所以裝置規(guī)模顯著增大。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提供一種OFDM調(diào)制裝置，具有適于OFDM方式無線發(fā)送機(jī)的峰值系數(shù)降低功能。為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置，包括QAM調(diào)制器，對作為串行數(shù)據(jù)所提供的發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行一次調(diào)制；串并行變換器，將從上述QAM調(diào)制器輸出的復(fù)碼元信號序列按每一規(guī)定個數(shù)為NSC個的復(fù)碼元進(jìn)行分塊，作為并行復(fù)碼元信號進(jìn)行輸出；副載波映射部，根據(jù)副載波映射信息M，將從上述串并行變換器輸出的復(fù)碼元信號映射于頻率相互不同的NFFT個副載波某一個中，其中，NFFT〉NSC;IFFT部，對從上述副載波映射部輸出的復(fù)碼元進(jìn)行逆向快速傅立葉變換，作為復(fù)信號X1并行輸出；保護(hù)間隔插入部，在復(fù)信號X1中附加作為保護(hù)間隔的循環(huán)，前綴，進(jìn)行窗口處理；以及并串行變換器，將保護(hù)間隔插入部的輸出變換為串行信號；在上述IFFT部和保護(hù)間隔插入部之間具備峰值系數(shù)降低部，該峰值系數(shù)降低部根據(jù)上述副載波映射信息M，將上述復(fù)信號X1變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2;上述保護(hù)間隔插入部在上述峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2中附加循環(huán)，前綴，進(jìn)行窗口處理。更為詳細(xì)而言，在本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置中，上述副載波映射信息M指定應(yīng)發(fā)送由上述QAM調(diào)制器生成的復(fù)碼元的送波副載波頻率和不包含有效復(fù)碼元的停波副載波頻率；上述峰值系數(shù)降低部根據(jù)下述復(fù)指數(shù)函數(shù)矩陣B，將上述復(fù)信號XI變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2，所述復(fù)指數(shù)函數(shù)矩陣B與根據(jù)上述副載波映射信息M生成的送波副載波頻率對應(yīng)。在本發(fā)明的l個實施例中，上述峰值系數(shù)降低部包括復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部，根據(jù)上述副載波映射信息M，生成與送波副載波頻率對應(yīng)的復(fù)指數(shù)函數(shù)B;權(quán)重向量生成部，從由上述IFFT部輸出的復(fù)信號XI中檢測超過預(yù)先設(shè)定的閾值Vt的振幅，生成權(quán)重向量W;以及復(fù)信號生成部，根據(jù)上述復(fù)指數(shù)函數(shù)B、權(quán)重向量W和復(fù)信號X1，將上述復(fù)信號XI變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2。此時，上述復(fù)信號生成部例如根據(jù)加權(quán)最小二乘法的公式X2=B*inv(B'*diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)，將上述復(fù)信號X1變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2，其中，diag是以自變量W為對角元素的對角矩陣，B'是B的復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，hw是逆矩陣，clip()是保持偏角的原狀態(tài)下對閾值Vt的振幅限制。在本發(fā)明的另一實施例中，上述峰值系數(shù)降低部在上述復(fù)信號XI的生成周期內(nèi)，按下述步驟生成復(fù)信號X2，并且在上述復(fù)信號X2的振幅小于等于閾值Vt之前，將通過上述逆向快速傅立葉變換生成的復(fù)信號X2作為振幅限制的輸入，重復(fù)上述步驟，該步驟為，將上述復(fù)信號X1作為振幅限制的初始輸入，對振幅限制后的復(fù)信號進(jìn)行傅立葉變換，并對傅立葉變換結(jié)果和上述副載波映射信息M之間的乘法運算結(jié)果進(jìn)行逆向快速傅立葉變換。在本發(fā)明的再一實施例中，上述峰值系數(shù)降低部具備復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部，根據(jù)上述副載波映射信息M，生成與送波副載波頻率對應(yīng)的復(fù)指數(shù)函數(shù)B;復(fù)信號生成部，生成上述復(fù)信號XI和將該復(fù)信號XI的振幅限制為閾值Vt的信號之間的差信號Xl-clip(Xl)，在將上述復(fù)指數(shù)函數(shù)B和系數(shù)向量C之間的內(nèi)積設(shè)為B，C時，使用拉格朗日的待定乘數(shù)法以便在X1的振幅為IXll〉Vt的位置上Xl-clip(XI)-B-C=0,來計算使B'C的功率最小化的系數(shù)向量C，并且按X2-X1-B-C的條件生成上述復(fù)信號X2。在本發(fā)明中，因為利用副載波映射信息M，降低了復(fù)信號X1的峰值系數(shù)，換言之，因為作為和發(fā)送所使用的副載波相同頻率的副載波線性結(jié)合制作出峰值系數(shù)信號X2，所以峰值系數(shù)降低前的復(fù)信號XI和峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2的發(fā)送頻譜形狀在原理上一致。也就是說，因為伴隨峰值系數(shù)降低處理的噪聲信號頻譜掩蔽在發(fā)送信號的頻譜中，所以能夠防止向停波頻帶的噪聲功率泄漏。圖1是表示使用本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置的一例。圖2是表示副載波映射信息M的一例的附圖。圖3是表示提供給IFFT部24的復(fù)碼元信號的一例的附圖。圖4是表示從IFFT部24輸出的復(fù)信號XI實部(A)和虛部(B)的信號波形的附圖。圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的峰值系數(shù)降低部30第1實施例的框圖。圖6是表示逆DFT(InverseDiscreteFourierTransform)矩陣F一例的附圖。圖7是表示復(fù)指數(shù)函數(shù)B—例的附圖。圖8是表示圖5權(quán)重向量生成部32結(jié)構(gòu)的附圖。圖9是表示圖8盲區(qū)電路312輸入輸出特性的附圖。圖10是表示復(fù)信號X1振幅波形一例的附圖。圖11是表示從權(quán)重向量生成部32輸出的權(quán)重向量W—例的附圖。圖12是表示圖5的復(fù)信號生成部33的1個實施例的附圖。圖13是表示峰值系數(shù)降低部30的第2實施例的附圖。圖14是表示從振幅限制電路332輸出的clip(XI)振幅波形一例的附圖。圖15是表示從運算電路334輸出的復(fù)信號X2振幅IX2I和誤差信號振幅IX2-X1I的附圖。圖16是表示由第2實施例的峰值系數(shù)降低部30得到的復(fù)信號X2振幅IX2I和誤差信號IX2-X1I振幅的一例的附圖。圖17是表示錐度比為5。/。的Tukey窗口的附圖。圖18是表示第1實施例(第1算法)中的發(fā)送頻譜和CCDF的附圖。圖19是表示第2實施例(第2算法)中的發(fā)送頻譜和CCDF的附圖。符號說明10:控制部，11:副載波映射器，21:QAM調(diào)制器，22:串并行(S/P)變換器，23:副載波映射部，24:IFFT裝置，25:保護(hù)間隔插入部，26:并串行(P/S)變換器，30:峰值系數(shù)降低部，31:復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部，32:權(quán)重向量生成部，33:復(fù)信號生成部，40:RF發(fā)送部，41:數(shù)模(D/A)變換裝置，42:變頻部，43:功率放大器，311:絕對值生成部，312:盲區(qū)電路，313:最大值檢測部，314:增益電路，315:加法電路。具體實施方式圖1表示使用本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置一例。本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置例如連接于無線基站的控制部10和RF發(fā)送部40之間，其結(jié)構(gòu)為內(nèi)置峰值系數(shù)降低裝置30。表1表示將在下面的實施例中說明的OFDM調(diào)制裝置各元素。但是，這里所示例的參數(shù)值是為了進(jìn)一步具體說明OFDM調(diào)制裝置的動作所適當(dāng)決定的，并不用來確定本發(fā)明的使用對象。表1OFDM各元素<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>在圖1所示的OFDM調(diào)制裝置中，從控制部10串行輸出的發(fā)送數(shù)據(jù)比特序列被輸入到QAM調(diào)制器21，例如變換為16QAM形式的QAM信號序列(復(fù)碼元信號序列)。從QAM調(diào)制器21輸出的QAM信號序列被輸入到串并行(S/P)變換器22，按每一用NSC來表示的128個復(fù)碼元進(jìn)行分塊，并行輸出。從串并行變換器22輸出的復(fù)碼元信號在由副載波映射部23映射到送波副載波中之后，提供給IFFT(逆向快速傅立葉變換)部24。副載波映射部23根據(jù)能夠由控制部10控制的從副載波映射器11輸出的副載波映射信息M，將128個復(fù)碼元信號映射于512個副載波的某一個。副載波映射器11的內(nèi)容雖然可以動態(tài)變更，但是在本實施例中，因為參照附圖對發(fā)送頻譜進(jìn)行說明，所以副載波映射信息M設(shè)為在時間上固定的信息來使用。圖2表示副載波映射信息M的一例。在這里所示的例子中，橫軸表示與NFFT個(=512)副載波對應(yīng)的索引值，縱軸的值為"l"的副載波意味著送波，為"0"的副載波意味著停波。在本實施例中，NFFT個(=512)副載波之中，NSC個(=128)副載波為送波，剩下的384個副載波為停波。還有，索引0255的副載波在基帶頻率區(qū)域，和直流正的奈奎斯特頻率對應(yīng)，索引256511和負(fù)的奈奎斯特頻率直流對應(yīng)。圖3表示使用圖2的副載波映射信息M時提供給IFFT部24的l塊量復(fù)碼元信號(16QAM信號)。(A)是復(fù)碼元信號的實部，(B)表示復(fù)碼元信號虛部的波形。在圖1中，IFFT部24對從副載波映射部23輸出的復(fù)碼元信號進(jìn)行逆向傅立葉變換，將其變換為復(fù)信號X1。圖4(A)表示從IFFT部24輸出的復(fù)信號X1的實部，(B)表示復(fù)信號X1虛部的信號波形。在以往的OFDM調(diào)制裝置中，將從IFFT部24輸出的復(fù)信號XI輸入到保護(hù)間隔插入部25，執(zhí)行循環(huán)'前綴的插入和窗口(窗函數(shù))處理，但是在本發(fā)明中，將IFFT部24的輸出信號X1輸入到峰值系數(shù)降低部30，將由峰值系數(shù)降低部30進(jìn)行峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2提供給保護(hù)間隔插入部25。保護(hù)間隔插入部25的輸出在由并串行(P/S)變換器26變換成串行信號之后，輸入到RF發(fā)送部40。RF發(fā)送部40包括D/A變換器41，將并串行變換器26的輸出信號變換為模擬信號；變頻部42，用來將基帶OFDM信號變換為RF頻帶的OFDM信號；以及功率放大器43。功率放大器43的輸出信號作為無線信號從未圖示的天線發(fā)送。圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的峰值系數(shù)降低部30第1實施例的框圖。本發(fā)明的峰值系數(shù)降低部30根據(jù)副載波映射信息M，來降低從IFFT部24輸出的復(fù)信號X1的峰值系數(shù)，生成頻譜與復(fù)信號X1—致的復(fù)信號X2。第1實施例的峰值系數(shù)降低部30包括復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部31，根據(jù)副載波映射信息M生成復(fù)指數(shù)函數(shù)B;權(quán)重向量生成部32，根據(jù)從IFFT部24輸出的復(fù)信號XI生成權(quán)重向量W;以及復(fù)信號生成部33，根據(jù)復(fù)信號X1、復(fù)指數(shù)函數(shù)B及權(quán)重向量W，生成峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2。復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部31從NFFT行xNFFT列的逆DFT矩陣F，刪除與副載波映射信息M所示的停波副載波頻率對應(yīng)的列，輸出作為復(fù)指數(shù)函數(shù)B的NFFT行xNSC列的矩陣。圖6表示因圖紙的限制而將NFFT的值減為"8"時的逆DFT(InverseDiscreteFourierTransform)矩陣F。這里，假定副載波映射信息M是"01000011"。此時，因為映射的第0、2、3、4、5元素為表示停波副載波頻率的"0"，所以復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部31從逆DFT矩陣F將與停波副載波頻率對應(yīng)的第O、2、3、4、5列刪除，輸出作為復(fù)指數(shù)函數(shù)B的由與送波副載波頻率對應(yīng)的第1、6、7列組成的逆DFT矩陣。在逆DFT矩陣F是圖6的情況下，復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部31輸出作為復(fù)指數(shù)函數(shù)B的圖7所示的矩。權(quán)重向量生成部32根據(jù)復(fù)信號XI生成權(quán)重向量W。權(quán)重向量生成部32如圖8所示，包括絕對值生成部311，輸出復(fù)信號X1的振幅IX1I;盲區(qū)電路312;增益電路314，放大盲區(qū)電路312的輸出；以及加法電路315，對增益電路314的輸出加上"1"。還有，在權(quán)重向量生成部32中如圖8中用虛線框所示，還根據(jù)需要，在盲區(qū)電路312和增益電路314之間設(shè)置最大值檢測電路313，在盲區(qū)電路的輸出為最大的位置上輸出脈沖。盲區(qū)電路312例如圖9所示，從復(fù)信號XI的振幅IX1I提取超過閾值Vt的振幅成分。例如，在準(zhǔn)備將復(fù)信號XI的振幅按信號有效值=1限制為7dB時，閾值Vt設(shè)定為2.2387(=10的"7/20"次方)。盲區(qū)電路312的輸出信號通過增益電路314放大為A倍(例如，A=1000,000)，并且對其由加法電路315加上"l"后的信號作為權(quán)重向量W進(jìn)行輸出。在從IFFT部24輸出的復(fù)信號XI例如變?yōu)閳D10所示的振幅波形時，從權(quán)重向量生成部32輸出圖11所示的權(quán)重向量W。復(fù)信號生成部33根據(jù)復(fù)信號XI、復(fù)指數(shù)函數(shù)B和權(quán)重向量W,來限制峰值振幅，并且生成作為波形整體的與復(fù)信號XI近似的復(fù)信號X2。復(fù)信號X2的頻譜雖然需要掩蔽在復(fù)信號XI中，但是這種復(fù)信號X2通過成為與復(fù)指數(shù)函數(shù)B的序列有關(guān)的線性結(jié)合，就可以實現(xiàn)。另外，復(fù)信號X2必須是限制峰值振幅且作為整體與復(fù)信號XI近似的信號。因此，在第1實施例的峰值系數(shù)降低部30中，復(fù)信號生成部33采用加權(quán)最小二乘法，將復(fù)信號X1變換為復(fù)信號X2，該加權(quán)最小二乘法使用權(quán)重向量W。圖12表示復(fù)信號生成部33的1個實施例。在本實施例中，復(fù)信號生成部33包括復(fù)共軛轉(zhuǎn)置電路331，對復(fù)指數(shù)函數(shù)B進(jìn)行共軛轉(zhuǎn)置；振幅限制電路332，將復(fù)信號X1的振幅限制為Vt;對角矩陣生成電路333，以權(quán)重向量W作為對角元素；以及運算電路334，與這些電路進(jìn)行連接。第1實施例的峰值系數(shù)降低部30通過振幅限制電路332，生成將復(fù)信號X1的振幅限制為Vt的信號dip(XI),運算電路334按照公式1所示的加權(quán)最小二乘法的公式(第1算法)，導(dǎo)出峰值系數(shù)降低后的復(fù)碼元信號X2。X2=B*C但是，C=inv(B'*diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)…(公式l)在上述加權(quán)最小二乘法的公式(公式l)中，函數(shù)diag(W)意味著以自變量W為對角元素的對角矩陣，與對角矩陣生成部333的輸出對應(yīng)。帶標(biāo)號(Dash)的B'意味著矩陣B的復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，與對角矩陣生成電路333的輸出對應(yīng)。函數(shù)inv()意味著逆矩陣。另外，函數(shù)dip(XI)意味著在保持偏角的原狀態(tài)下按閾值Vt對復(fù)信號Xl進(jìn)行振幅限制，與振幅限制電路332的輸出對應(yīng)。函數(shù)clip(XI)可以如下進(jìn)行定義。圖14表示從振幅限制電路332輸出的clip(XI)振幅波形一例。clip(XI)=Vt*Xl/|X1|for|Xl|>Vtclip(XI)=XforIXl|^Vt在公式l中，復(fù)指數(shù)函數(shù)B是從圖7中說明的逆DFT矩陣選擇出列使之和送波副載波頻率對應(yīng)的長方矩陣。在圖7的例子中，復(fù)指數(shù)函數(shù)B由逆DFT矩陣的第1、第6、第7列組成，第l歹ij、第6列及第7列分別可以重寫為exp(jwlt)、exp(jw6t)及exp(jw7t)。另外，在公式1中，C是和復(fù)指數(shù)函數(shù)B所示的逆DFT矩陣第1、第6、第7列對應(yīng)的復(fù)數(shù)。此時，如果其值假設(shè)是ocl+jy51、cc6+j々6、a7+j々7，則運算電路334作為公式1所示的X2=B*C運算，執(zhí)行(《1+j-l)*exp(jwlt)+(ct6+j-6)*exp(jco6t)+(a7+j〃7)*exp(jw7t)。也就是說，實現(xiàn)了送波所使用的副載波頻率的線性結(jié)合。本實施例的峰值系數(shù)降低部33其特征在于，根據(jù)副載波映射信息M和復(fù)信號XI，生成和數(shù)據(jù)發(fā)送所使用的副載波對應(yīng)的逆DFT矩陣B以及和DFT矩陣B對應(yīng)的復(fù)信號矩陣C，并通過B*C的矩陣運算，生成抑制峰值系數(shù)后的復(fù)信號X2。根據(jù)本實施例，可以借助于權(quán)重向量W的作用，生成復(fù)信號X2，該復(fù)信號X2其振幅峰值部分同復(fù)信號XI具有較高的近似度，且進(jìn)行了峰值系數(shù)降低。另外，因為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2由與發(fā)送所使用的副載波相同的副載波構(gòu)成，所以復(fù)信號XI和X2的發(fā)送頻譜形狀一致。也就是說，因為伴隨峰值系數(shù)降低的噪聲信號頻譜掩蔽在發(fā)送信號的頻譜中，所以沒有向停波頻帶的噪聲功率泄漏。圖15表示從運算電路334輸出的復(fù)信號X2的振幅IX2I和誤差信號的振幅IX2-X11。下面，對于根據(jù)本發(fā)明的峰值系數(shù)減低部30的第2實施例，進(jìn)行說明。在上述第1實施例的算法中，因為只要不使用權(quán)重向量W，復(fù)指數(shù)函數(shù)B的各列就成為規(guī)范正交基，所以最小二乘法的公式可以如下進(jìn)行變形。X2=B*CC=inv(B'*B)*B'*clip(XI)=iffi(份(clip(XO)*M)…(公式2)這里，M意味著副載波映射信息，ffi(clip(XI))意味著clip(XI)的快速傅立葉變換，iffi()意味著對()進(jìn)行逆向FFT。從而，上述公式2表示出下述這樣的操作，并且可以解釋為使用傅立葉變換的巻積運算，上述操作為，限制復(fù)信號碼元X1的振幅，將振幅限制后的復(fù)信號通過FFT暫時變換到頻域內(nèi)，在將與副載波映射信息M所示的停波副載波相當(dāng)?shù)念l率成分賦予全部設(shè)為0之后通過IFFT返回時域。由公式2得到的復(fù)碼元信號X2因為傅立葉變換的性質(zhì)，所以在平方誤差最小的意義上，為最佳近似。但是，因為是最佳近似，所以誤差在NFFT個樣本點整體上均等分布，峰值附近的近似度不太高。也就是說，雖然峰值振幅在某種程度上有所下降，但是留有未被充分抑制這樣的問題。因此，在本發(fā)明第2實施例的峰值系數(shù)降低部30中，通過將公式2所示的步驟對復(fù)數(shù)碼元信號X2重復(fù)多次，來逐漸降低峰值(第2算法)。也就是說，使用如下的while循環(huán)處理。X2=X1;while(max(|X2|)>VT)X2=iffi(份(clip(X2))*M)…(公式3)圖13表示第2實施例峰值系數(shù)降低部30的結(jié)構(gòu)。本實施例的峰值系數(shù)降低部30也利用副載波映射信息M，將復(fù)信號XI變換成峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2。在本實施例中，在與OFDM的碼元長度對應(yīng)的規(guī)定期間Ts內(nèi)，重復(fù)多次公式3所示的步驟。選擇器341按照在每一期間Ts發(fā)生的時鐘CL(Ts)，在復(fù)信號X2最開始的運算循環(huán)中，選擇從IFFT部24輸出的復(fù)信號XI，并從下次的運算循環(huán)開始，選擇從判斷電路346輸出的復(fù)信號X2，輸入到振幅限制電路342。振幅限制電路342從輸入的復(fù)信號(X1或X2)，提取超過閾值Vt的振幅，將振幅限制后的復(fù)信號clip(X)輸出到FFT電路343。FFT電路343對復(fù)信號clip(X)進(jìn)行傅立葉變換，輸出fft(clip(X))。fft(clip(X))通過內(nèi)積電路344，與副載波映射信息M進(jìn)行乘法運算，并且運算結(jié)果(clip(X2)*M)被輸入到IFFT電路345。IFFT電路345對fft(clip(X2)*M)進(jìn)行逆向快速傅立葉變換，在每次運算循環(huán)中輸出復(fù)信號X2。從IFFT電路345輸出的復(fù)信號X2被輸入到判斷電路346和輸出門電路347。判斷電路346將復(fù)信號X2的振幅IX2I和閾值VT進(jìn)行比較，如果IX21〉VT，則將復(fù)信號X2輸出到選擇器341。判斷電路346在各運算循環(huán)中，保持選擇器341所輸出的前一運算循環(huán)的復(fù)信號X2，在IX2I〉VT的期間將從IFFT電路345輸出的新的復(fù)信號X2輸出到選擇器341，在IX2I〈VT或者IX2卜VT時將與前一運算循環(huán)相同的復(fù)信號X2輸出到選擇器341。從而，若條件IX21〈VT或者IX2卜VT暫時成立，則給IFFT電路345，輸入和前一循環(huán)相同的ffi(clip(X2)*M)，致使IFFT電路345重復(fù)產(chǎn)生與前一循環(huán)相同的復(fù)信號X2。輸出門電路347選擇在各運算循環(huán)中由IFFT電路345生成的復(fù)信號X2之內(nèi)于期間Ts的最后運算循環(huán)中生成的復(fù)信號X2,并作為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2，輸出到保護(hù)間隔插入，窗口設(shè)定部25。18圖16表示由第2實施例的峰值系數(shù)降低部30得到、峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2的振幅IX2I和誤差信號IX2-X1I的振幅一例。根據(jù)第1算法，運算電路334雖然可以在每一OFDM碼元期間Ts，執(zhí)行1次復(fù)信號X2的運算，但是在X2的運算中包含復(fù)雜的逆矩陣計算。另一方面，根據(jù)第2算法，在條件IX2I〈VT或者IX2卜VT成立之前，改變輸入復(fù)信號，并且復(fù)信號X2的運算在多個循環(huán)的范圍內(nèi)重復(fù)。但是，第2算法因為不需要逆矩陣計算，所以具有可以在復(fù)信號X2的運算中使用能進(jìn)行快速處理的FFT部343和IFFT部345這樣的優(yōu)點。在峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2的生成中，除上述的第1、第2算法之外，還考慮數(shù)種算法。作為其1例，對于使用拉格朗日待定乘數(shù)法的第3算法，進(jìn)行簡單說明。在第3算法中，生成復(fù)信號XI和限制復(fù)信號XI振幅后的復(fù)信號clip(XI)之間的差信號"Xl-clip(XI)"。差信號"Xl-clip(XI)"意味著，復(fù)信號XI中包含的振幅超過閾值Vt的信號成分。另一方面，對于作為基底的復(fù)指數(shù)函數(shù)B，導(dǎo)入系數(shù)向量C=(cr0+jci0、crl+jcil、…)T，用B和C的內(nèi)積B-C來近似表達(dá)XI-clip(Xl)。B-C的功率是(cr02+ci02)+(crl2+ci12)十…。這里，假定復(fù)信號XI的NFFT個樣本點之中振幅超過閾值Vt的樣本點有K個，并將其索引設(shè)為I(k)(k=l、2、…、k)。另外，在K個樣本點的全部中，要定義約束條件以便Xl-clip(XI)-B《=0。若考慮約束條件為復(fù)數(shù)，將其分離成實部和虛部，則共計獲得2K的方程式。將實部的方程式設(shè)為Frk-0(k=l、2、…、k)，將虛部的方程式設(shè)為Fik-0(k=l、2、…、k)。Frk=Re[Xl(1(k))-clip(XI(1(k)))-B(1(k))'C]=0Fik=Im[Xl(1(k))-clip(XI(1(k)))-B(1(k))'C]=0雖然也依賴于Vt的值，但是通常情況下，因為復(fù)信號X1中出現(xiàn)的峰值個數(shù)沒有那么多，所以在條件式的個數(shù)比變量的個數(shù)少時，不能決定系數(shù)向量C的值。因此，若導(dǎo)入拉格朗日的待定乘數(shù)ark、aik(k=l、2、…、k)，并且在上述約束條件之下，導(dǎo)出功率(cr02+ci02)+(crl2+ci12)+的值為最小值的方程式，則如下所述。L=(cr02+ci02)+(crl2+ci12)十…-arlFrl-ar2Fr2-…-arKFrK-ailFil-ai2Fi2-…-aiKFiKdL/dcrO=0、dL/dcrl=0、…、dL/dciO=0、dL/dcil=0、…、dL/darl=0、dL/dar2=0、…、dL/dark=0dL/dail=0、dL/dai2=0、'■■、dL/daik=0上述公式成為與系數(shù)向量crk、cik和拉格朗日的待定乘數(shù)ark、aik有關(guān)的聯(lián)立一次方程式，并且要確定作為其解的系數(shù)向量C的值。最后，通過從XI減去內(nèi)積信號B，C，獲得峰值系數(shù)降低信號X2=X1-B.C。這里，X1根據(jù)0FDM的原理，以復(fù)指數(shù)函數(shù)B為基底得以成立。從而，因為X2也以復(fù)指數(shù)函數(shù)B為基底，所以第3算法也和第l、第2算法相同，只使用作為送波副載波的頻率成分，就可以生成峰值系數(shù)降低后的復(fù)碼元信號。上面，說明了3種可使用于生成復(fù)信號X2的代表性算法。X2生成后的處理對全部算法是通用的，由保護(hù)間隔插入部25在復(fù)信號X2中插入循環(huán)前綴，進(jìn)行窗口處理。循環(huán)前綴可以從形成OFDM碼元的樣本點后半部分復(fù)制NCP個(=64)樣本點，將其添加于OFDM碼元的前面部分。因此，OFDM碼元的樣本點增加為NFFT+NCP個(=576)。窗口處理由于當(dāng)連結(jié)不同的塊時，緩和信號不連續(xù)的影響，因而對防止頻譜的擴(kuò)大是有效的。但是，因為將損失一部分循環(huán)前綴原來的效果，所以根據(jù)系統(tǒng)的不同，也有時不進(jìn)行窗口處理。在本實施例中，例如圖17所示，使用了錐度比為5。/。的Tukey窗口。上面，對于從串并行變換器22輸出1個塊的處理進(jìn)行了說明，在圖18圖21中表示采用同樣的方法生成32塊量的OFDM碼元并且評價發(fā)送頻譜和CCDF(ComplementaryCumulativeDistributionFunction)的結(jié)果。圖IS表示第1實施例(第1算法)中的發(fā)送頻譜和CCDF，圖19表示第2實施例(第2算法)中的發(fā)送頻譜和CCDF。如同從表示發(fā)送頻譜的圖18(A)、圖19(A)所明確的那樣，第1、第2中任一個算法的情況下，噪聲頻譜都被掩蔽在發(fā)送頻譜中，不允許向發(fā)送頻帶外的泄漏。另外，如同從表示CCDF的圖18(B)、圖19(B)所明確的那樣，在原來的復(fù)信號IX1I中，峰值系數(shù)大于等于10dB，與此相對，在進(jìn)行過峰值系數(shù)降低處理后的復(fù)信號IX2I中，峰值系數(shù)大致被限制為7dB。復(fù)信號IX2I其代表信號質(zhì)量惡化的EVM(ErrorVectorMagnitude)為4.2%左右，成為良好的信號質(zhì)量。從本發(fā)明的OFDM調(diào)制裝置輸出的復(fù)信號X2提供給圖1所示的RF發(fā)送部40，在由D/A變換裝置10變換成模擬信號之后，通過變頻部42加以正交調(diào)制，向無線頻帶進(jìn)行升頻變換，并通過功率放大器43放大為規(guī)定的功率，向天線進(jìn)行輸出。在本發(fā)明中，因為發(fā)送信號的峰值系數(shù)減少約3dB，所以即使將放大功率提升3dB(約2倍)，功率放大器43也不產(chǎn)生飽和。權(quán)利要求1.一種OFDM調(diào)制裝置，其特征為，包括QAM調(diào)制器，對作為串行數(shù)據(jù)所提供的發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行一次調(diào)制；串并行變換器，將從上述QAM調(diào)制器輸出的復(fù)碼元信號序列按每規(guī)定個數(shù)(NSC)的復(fù)碼元進(jìn)行分塊，作為并行復(fù)碼元信號進(jìn)行輸出；副載波映射部，根據(jù)副載波映射信息M，將從上述串并行變換器所輸出的復(fù)碼元信號映射于頻率相互不同的多個(NFFT＞NSC)副載波中的某一個；IFFT部，對從上述副載波映射部輸出的復(fù)碼元進(jìn)行逆向快速傅立葉變換，作為復(fù)信號X1并行輸出；保護(hù)間隔插入部，在復(fù)信號X1中附加作為保護(hù)間隔的循環(huán)前綴，進(jìn)行窗口處理；以及并串行變換器，將保護(hù)間隔插入部的輸出變換為串行信號；在上述IFFT部和保護(hù)間隔插入部之間具備峰值系數(shù)降低部，該峰值系數(shù)降低部根據(jù)上述副載波映射信息M，將上述復(fù)信號X1變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2；上述保護(hù)間隔插入部在上述峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2中附加循環(huán)前綴，進(jìn)行窗口處理。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為，上述副載波映射信息M指定應(yīng)發(fā)送由上述QAM調(diào)制器生成的復(fù)碼元的送波副載波的頻率和不包含有效復(fù)碼元的停波副載波的頻率；上述峰值系數(shù)降低部根據(jù)下述復(fù)指數(shù)函數(shù)矩陣B，將上述復(fù)信號XI變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2，所述復(fù)指數(shù)函數(shù)矩陣B與根據(jù)上述副載波映射信息M生成的送波副載波頻率對應(yīng)。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為，上述副載波映射信息M指定應(yīng)發(fā)送由上述QAM調(diào)制器生成的復(fù)碼元的送波副載波的頻率和不包含有效復(fù)碼元的停波副載波的頻率，上述峰值系數(shù)降低部包括復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部，根據(jù)上述副載波映射信息M，生成與送波副載波頻率對應(yīng)的復(fù)指數(shù)函數(shù)B;權(quán)重向量生成部，從由上述IFFT部輸出的復(fù)信號X1中檢測超過預(yù)先設(shè)定的閾值Vt的振幅，生成權(quán)重向量W;以及復(fù)信號生成部，根據(jù)上述復(fù)指數(shù)函數(shù)B、權(quán)重向量W和復(fù)信號XI，將上述復(fù)信號XI變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2。4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為，上述權(quán)重向量生成部，包括絕對值生成部，輸出復(fù)信號X1振幅的絕對值；盲區(qū)電路，從上述絕對值生成部的輸出中提取超過規(guī)定閾值Vt的振幅；增益電路，使上述盲區(qū)電路的輸出達(dá)到常數(shù)倍；以及加法電路，對上述增益電路的輸出加上規(guī)定值。5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為在上述盲區(qū)電路和增益電路之間具備最大值檢測電路，該最大值檢測電路在該盲區(qū)電路的輸出為最大的位置上輸出脈沖。6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為上述復(fù)信號生成部，根據(jù)X2-B^nv(B'承diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)，將上述復(fù)信號X1變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2，其中，diag()是以自變量W為對角元素的對角矩陣，B'是B的復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，hw()是逆矩陣，Clip()是保持偏角的原狀態(tài)下對閾值Vt的振幅限制。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為上述峰值系數(shù)降低部在上述復(fù)信號X1的生成周期內(nèi)，在上述復(fù)信號X2的振幅小于等于閾值Vt之前或者按決定的規(guī)定次數(shù)重復(fù)下述步驟，該步驟為，以上述復(fù)信號X1作為振幅限制的初始輸入，對振幅限制后的復(fù)信號進(jìn)行傅立葉變換，并對傅立葉變換結(jié)果和上述副載波映射信息M之間的乘法運算結(jié)果進(jìn)行逆向快速傅立葉變換，生成復(fù)信號X2，將通過上述逆向快速傅立葉變換生成的復(fù)信號X2再次作為振幅限制的輸入。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM調(diào)制裝置，其特征為上述副載波映射信息指定應(yīng)發(fā)送由上述QAM調(diào)制器生成的復(fù)碼元的送波副載波的頻率和不包含有效復(fù)碼元的停波副載波的頻率，上述峰值系數(shù)降低部，具備復(fù)指數(shù)函數(shù)生成部，根據(jù)上述副載波映射信息M，生成與送波副載波頻率對應(yīng)的復(fù)指數(shù)函數(shù)B;以及復(fù)信號生成部，生成上述復(fù)信號XI和將該復(fù)信號XI的振幅限制為閾值Vt的信號之間的差信號Xl-clip(Xl)，在將上述復(fù)指數(shù)函數(shù)B和系數(shù)向量C之間的內(nèi)積設(shè)為B《時，使用拉格朗日的待定乘數(shù)法以便在X1的振幅為lXll〉Vt的位置上成為Xl-clip(Xl)-B'C=0，來計算使B《的功率最小化的系數(shù)向量C，并且按X2=X1-B《的條件生成上述復(fù)信號X2。全文摘要本發(fā)明提供一種具有峰值系數(shù)降低功能的OFDM調(diào)制裝置。在OFDM調(diào)制裝置的IFFT部和保護(hù)間隔插入部之間具備峰值系數(shù)降低部，上述峰值系數(shù)降低部根據(jù)副載波映射信息，將從上述IFFT部輸出的復(fù)信號X1變換為峰值系數(shù)降低后的復(fù)信號X2。上述峰值系數(shù)降低部以與送波所使用的副載波頻率相對應(yīng)的復(fù)指數(shù)函數(shù)為基底，通過線性結(jié)合來生成峰值系數(shù)降低信號。峰值系數(shù)降低信號例如通過利用加權(quán)最小二乘法或快速傅立葉變換的卷積處理的重復(fù)，來導(dǎo)出。文檔編號H04L27/36GK101262461SQ20081000482公開日2008年9月10日申請日期2008年2月4日優(yōu)先權(quán)日2007年3月9日發(fā)明者堀一行,村上昌平,柳健二,石田雄爾申請人:日立通訊技術(shù)株式會社