本發(fā)明涉及射頻電路與系統(tǒng)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于緊湊型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶高效j類(lèi)功率放大器實(shí)現(xiàn)方法。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代通信系統(tǒng)正在追求更高的數(shù)據(jù)速率和更靈活的頻率。因此，高效率和寬帶寬是現(xiàn)代功率放大器(pa)追求的特性。因此，功率放大器(pa)的研究越來(lái)越關(guān)注帶寬和效率。目前，高效率放大的方法已經(jīng)通過(guò)諧波調(diào)諧或開(kāi)關(guān)類(lèi)pa得到了解決。f/f-1類(lèi)和e類(lèi)操作已經(jīng)可以得到超過(guò)70％的功率附加效率(pae)。但是，這些放大器的性能依賴(lài)于一個(gè)非常特定的阻抗環(huán)境，限制了它們的工作帶寬，并且它們的線(xiàn)性度相當(dāng)差。

隨著通信數(shù)據(jù)速率的快速增加，頻譜資源的愈加緊張，以及當(dāng)前通信系統(tǒng)對(duì)調(diào)制信號(hào)的使用，對(duì)寬帶、高效率和高線(xiàn)性度的需求越來(lái)越大。因此，急需研制出新型寬帶高效率高線(xiàn)性度的功率放大器以滿(mǎn)足當(dāng)前及未來(lái)無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)的要求。

最近幾年報(bào)道出來(lái)的j類(lèi)功率放大器允許大量的二次諧波電抗分量。同時(shí)，基本阻抗必須包含電抗分量電壓波形大于零，從而保持良好的線(xiàn)性度。因此，漏極電壓波形表達(dá)式可以寫(xiě)為

vj(θ)＝1-v1rcosθ+v1qsinθ+v2qsin2θ(1)

為了確保電壓波形保持在零以上，class-j放大器給定v1r＝1，v1q＝-1，v2q＝1/2。而理想的電壓和電流波形如圖1所示。

對(duì)于class-j放大器，基波和二次諧波輸出阻抗由下式給出

z(f0)＝rl(1+j)(2)

其中z(f0)和z(2f0)分別表示基波和二次諧波阻抗。rl是負(fù)載阻抗?；ê投沃C波阻抗呈現(xiàn)在cg平面上，如圖2所示。

一般來(lái)說(shuō)，pa工程師在封裝平面進(jìn)行設(shè)計(jì)將更直接。因?yàn)槲覀兺ǔＪ褂梅庋b的晶體管，并且匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)在封裝平面內(nèi)進(jìn)行。因此，封裝平面上的反射系數(shù)可以根據(jù)公式(4)進(jìn)行計(jì)算：

為了滿(mǎn)足現(xiàn)代通信系統(tǒng)的頻率范圍要求，一種方法是進(jìn)行多頻段設(shè)計(jì)。通常，多頻段設(shè)計(jì)依賴(lài)于在感興趣的頻帶上獲取負(fù)載牽引測(cè)量數(shù)據(jù)，并采用先進(jìn)的匹配技術(shù)，以在每個(gè)頻帶向器件呈現(xiàn)適當(dāng)?shù)淖杩菇K端。多頻段pa通常覆蓋每個(gè)頻帶帶寬相對(duì)較窄的兩到三個(gè)頻帶，另外它們的頻帶通常相關(guān)。

另一種方法是以連續(xù)和并發(fā)的方式覆蓋頻譜的大部分的寬帶設(shè)計(jì)。涵蓋多倍頻程的寬帶放大器已經(jīng)在文獻(xiàn)中被廣泛研究和報(bào)道，但是設(shè)計(jì)過(guò)程主要依賴(lài)于耗時(shí)的源/負(fù)載牽引測(cè)量或仿真，而沒(méi)有任何通用的設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的方法。

故，針對(duì)目前現(xiàn)有技術(shù)中存在的上述缺陷，實(shí)有必要進(jìn)行研究，以提供一種方案，解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種基于緊湊型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶高效j類(lèi)功率放大器實(shí)現(xiàn)方法，根據(jù)晶體管參數(shù)獲取晶體管輸出阻抗，并通過(guò)改進(jìn)輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法，使得j類(lèi)放大器的設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)便，且更好地增強(qiáng)帶寬和效率性能。

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：

一種基于緊湊型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶高效j類(lèi)功率放大器實(shí)現(xiàn)方法，輸入信號(hào)經(jīng)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、晶體管和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)將信號(hào)輸出給負(fù)載，包括以下步驟：

步驟s1：根據(jù)晶體管的出廠參數(shù)，通過(guò)計(jì)算確定設(shè)計(jì)所需的輸出阻抗；

晶體管的輸出阻抗為：

上式中，

其中，各頻點(diǎn)下的s22和s21的相位θ21值通過(guò)晶體管生產(chǎn)廠家提供的晶體管數(shù)據(jù)手冊(cè)中查表獲得；

步驟s2：根據(jù)得到的輸出阻抗采用l型低通匹配網(wǎng)絡(luò)模型設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)；

步驟s3：采用基于切比雪夫?yàn)V波器模型設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。

優(yōu)選地，所述晶體管為ganhemt晶體管。

優(yōu)選地，所述輸入匹配網(wǎng)絡(luò)是基于切比雪夫低通濾波器模型設(shè)計(jì)的，由多段阻抗及長(zhǎng)短不一的微帶線(xiàn)級(jí)聯(lián)而成替代多個(gè)lc網(wǎng)絡(luò)。

優(yōu)選地，所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)為lc低通匹配網(wǎng)絡(luò)，采用開(kāi)路扇形微帶傳輸線(xiàn)代替并聯(lián)接地電容器。

優(yōu)選地，所述負(fù)載阻抗為50歐。

優(yōu)選地，所述晶體管輸出阻抗計(jì)算方法采用雙端口網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行推導(dǎo)。

相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明通過(guò)推導(dǎo)晶體管輸出阻抗計(jì)算方法，改進(jìn)輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法，增強(qiáng)j類(lèi)doherty功率放大器帶寬和效率性能。

附圖說(shuō)明

圖1是理想的class-j歸一化電壓和電流波形。

圖2是簡(jiǎn)化晶體管模型，顯示在cg平面和封裝平面。

圖3是放大器的輸出雙端口網(wǎng)絡(luò)。

圖4是通過(guò)load-pull系統(tǒng)獲得的所需帶寬1.0-3.0ghz的基波阻抗，在1.0-3.0ghz帶寬上，模擬輸出功率和效率輪廓中代表輸出功率大于41dbm，效率高于60％。

圖5是提出的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗軌跡。

圖6是n階切比雪夫低通原型。

圖7是切比雪夫低通原型匹配網(wǎng)絡(luò)及對(duì)應(yīng)的微帶線(xiàn)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖8是提出的基于切比雪夫?yàn)V波器的寬帶輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，以及史密斯圓圖上的匹配跟蹤。

圖9是所提出的class-j功率放大器的完整電路原理圖。

圖10是不同頻率下的模擬漏極電壓和電流波形。

圖11是設(shè)計(jì)的class-j放大器的實(shí)物照片。

圖12是所提出的class-j功率放大器在1.0-3.0ghz頻段測(cè)量和仿真的s參數(shù)。

圖13是所提出的class-j功率放大器在1.0-3.0ghz頻段測(cè)量和仿真的大信號(hào)漏極效率、輸出功率及增益。

圖14是所提出功率放大器測(cè)量的鄰近信道功率比(acpr)特性。

圖15是2ghz頻率下的采用峰均比為8db的5mhzwcdma信號(hào)下測(cè)量的acpr。

圖16是本發(fā)明方法的步驟流程圖。

表1是1.0-3.0ghz頻率范圍內(nèi)放大器的設(shè)計(jì)參數(shù)。

具體實(shí)施方式

以下是本發(fā)明的具體實(shí)施例并結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步的描述，但本發(fā)明并不限于這些實(shí)施例。

針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷，申請(qǐng)人在研究中發(fā)現(xiàn)，j類(lèi)功率放大器的設(shè)計(jì)過(guò)程中，首先要確定晶體管的輸出阻抗，目前主要依賴(lài)于耗時(shí)的源/負(fù)載牽引計(jì)過(guò)程測(cè)量或仿真，非常繁瑣耗時(shí)，從而使設(shè)計(jì)方法比較繁瑣。因此，現(xiàn)有技術(shù)j類(lèi)功率放大器的輸出阻抗設(shè)計(jì)沒(méi)有一個(gè)簡(jiǎn)便而又系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法，也沒(méi)有任何通用的設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的方法。

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明一種基于緊湊型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶高效j類(lèi)功率放大器實(shí)現(xiàn)方法，參見(jiàn)圖16，所示為步驟流程圖，具體通過(guò)如下步驟實(shí)現(xiàn)：

步驟s1：根據(jù)晶體管的出廠參數(shù)，通過(guò)計(jì)算確定設(shè)計(jì)所需的輸出阻抗；本發(fā)明中，采用ganhemt晶體管，其輸出阻抗計(jì)算方法采用雙端口網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行推導(dǎo)。

參見(jiàn)圖3，所示為放大器的輸出雙端口網(wǎng)絡(luò)。雙端口網(wǎng)絡(luò)的電流和電壓之間的關(guān)系為：

根據(jù)雙端口網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的相互轉(zhuǎn)換，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的傳輸矩陣[a]可以表示為：

假設(shè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)為無(wú)損耗雙端口網(wǎng)絡(luò)，其s參數(shù)矩陣[s]表示為：

根據(jù)互易雙端口網(wǎng)絡(luò)的特點(diǎn)，公式可以寫(xiě)成：

將公式(11)代入(6)、(7)、(8)、(9)得

因此，晶體管的輸出阻抗為：

現(xiàn)有技術(shù)中，傳輸矩陣[a]的參數(shù)與[s]矩陣的參數(shù)是相互獨(dú)立的，兩個(gè)矩陣可以相互轉(zhuǎn)換，但是傳輸矩陣的參數(shù)abcd與[s]矩陣的每個(gè)參數(shù)都有關(guān)系(參見(jiàn)公式(6)(7)(8)(9))。本發(fā)明通過(guò)研究發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過(guò)一系列公式的推導(dǎo)，傳輸矩陣的參數(shù)abcd可以?xún)H有參數(shù)s22和s21的相位θ21表示，從而大大降低了晶體管輸出阻抗的計(jì)算過(guò)程，可以直接由s22和s21的相位θ21計(jì)算出來(lái)，不需要再進(jìn)行測(cè)量。相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)晶體管的輸出阻抗通常采用實(shí)際測(cè)量或軟件測(cè)量的方式，本發(fā)明提出的輸出阻抗計(jì)算方法，大大簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)過(guò)程。

在一種優(yōu)選實(shí)施方式，通過(guò)使用本發(fā)明的輸出阻抗計(jì)算方法進(jìn)行各頻點(diǎn)下晶體管輸出阻抗的計(jì)算時(shí)，首先，在生產(chǎn)廠家提供的晶體管數(shù)據(jù)手冊(cè)中查表可得出各頻點(diǎn)下的s22和s21的相位θ21值，如晶體管cgh40010f，通過(guò)查表可得2ghz頻點(diǎn)下s22＝0.365∠-150.99°，θ21＝55.59°，將其代入上述公式，可計(jì)算出輸出阻抗為24.92+j7.61ω；1ghz頻點(diǎn)下s22＝0.305∠-136.05°，θ21＝82.82°，可計(jì)算出輸出阻抗為29.1+j16.45ω；3ghz頻點(diǎn)下s22＝0.433∠-162.64°，θ21＝33.06°，可計(jì)算出輸出阻抗為18.27+j0.81ω。以次類(lèi)推。參見(jiàn)圖4，所示為采用load-pull系統(tǒng)仿真測(cè)得的1-3ghz頻帶內(nèi)的晶體管輸出阻抗最優(yōu)區(qū)域，其中，輪廓內(nèi)部區(qū)域的輸出功率>41dbm，效率>60％?？梢悦黠@看出，通過(guò)上述公式計(jì)算出的各頻點(diǎn)下的輸出阻抗均在load-pull系統(tǒng)仿真測(cè)得的最優(yōu)區(qū)域中，表1所示為通過(guò)公式計(jì)算出的各頻點(diǎn)下最優(yōu)輸出阻抗及l(fā)oad-pull系統(tǒng)仿真測(cè)得最優(yōu)輸入阻抗參數(shù)，根據(jù)確定的輸入阻抗和輸出阻抗值，進(jìn)行輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)。

表1

步驟s2：根據(jù)得到的輸出阻抗采用l型低通匹配網(wǎng)絡(luò)模型設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，其設(shè)計(jì)方法如圖7所示。l型匹配電路中電容通常采用集總元件，但集總元件諧振頻率為單點(diǎn)頻率，對(duì)帶寬限制嚴(yán)重。為了增大class-j放大器的帶寬，匹配網(wǎng)絡(luò)中的并聯(lián)接地電容由開(kāi)路扇形微帶傳輸線(xiàn)代替，用來(lái)吸收晶體管的輸出寄生電容，使得晶體管輸出寄生電容對(duì)電路帶寬性能影響降至最低，提出的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗軌跡如圖5所示。漏極偏置電路中四分之一波長(zhǎng)傳輸線(xiàn)使得輸出端二次諧波短路，最大簡(jiǎn)化輸出端匹配網(wǎng)絡(luò)，復(fù)雜的匹配網(wǎng)絡(luò)不可避免地導(dǎo)致基波頻率延遲增加，降低帶寬性能。因此，具有較低基波頻率延遲的匹配網(wǎng)絡(luò)對(duì)于帶寬的擴(kuò)展以及效率的提高是很有幫助的。圖5中黑色實(shí)線(xiàn)軌跡是輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗軌跡。顯然，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗位于基波阻抗輪廓之內(nèi)。因此，在帶寬中實(shí)現(xiàn)了輸出設(shè)計(jì)目標(biāo)。

步驟s3：采用基于切比雪夫?yàn)V波器模型設(shè)計(jì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，以進(jìn)一步提高放大器的帶寬。切比雪夫低通匹配網(wǎng)絡(luò)的工作帶寬較寬，n階切比雪夫低通原型如圖6所示。選取在工作頻帶中心頻點(diǎn)的阻抗，負(fù)載阻抗與所要匹配的阻抗實(shí)部比值即為阻抗變換比，那么就確定了切比雪夫結(jié)構(gòu)的階數(shù)，由工作帶寬得到帶寬因子，然后確定所需的低通原型的參數(shù)。根據(jù)公式(17)(18)將低通原型轉(zhuǎn)換為由電容電感容易構(gòu)成的lc低通濾波電路，根據(jù)對(duì)放大器的阻抗分析，對(duì)lc低通濾波電路進(jìn)行優(yōu)化，滿(mǎn)足工作帶寬內(nèi)的基波阻抗和各次諧波的阻抗匹配。最后將lc低通匹配網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為容易實(shí)現(xiàn)的微帶線(xiàn)，滿(mǎn)足實(shí)際的電路制作要求，根據(jù)工作帶寬的中心頻率將理想的集總元件變換為傳輸線(xiàn)結(jié)構(gòu)，相應(yīng)傳輸線(xiàn)的長(zhǎng)度由式(19)和式(20)近似得到，將lc低通匹配網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為微帶阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)方法如圖7所示。濾波器結(jié)構(gòu)被廣泛用于設(shè)計(jì)寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)，cgh40010f的輸入阻抗的實(shí)部在2ghz處接近7ω，如表1所示。建議使用7：1切比雪夫阻抗轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)50ω的實(shí)部匹配。圖8顯示了提出的基于切比雪夫?yàn)V波器的寬帶輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，以及史密斯圓圖上的匹配軌跡。很明顯，通過(guò)阻抗轉(zhuǎn)換器可以實(shí)現(xiàn)從50到7ω的輸入匹配。

其中，ω0＝2πf0，ωc是截止頻率，λl和λc分別為高、低阻抗傳輸線(xiàn)的導(dǎo)波波長(zhǎng)，zl和zc分別是高、低阻抗傳輸線(xiàn)的特性阻抗。

采用上述技術(shù)方案，本發(fā)明提出一種新型的輸出阻抗計(jì)算方法，改進(jìn)輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法，使得j類(lèi)放大器的設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)便，且更好地增強(qiáng)帶寬和效率性能。

參見(jiàn)圖9，為采用本發(fā)明提出的方法設(shè)計(jì)的class-j功率放大器的完整電路原理圖，包括緊湊型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)、ganhemt晶體管、基于切比雪夫低通濾波器原型的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，其中，

輸入信號(hào)經(jīng)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、ganhemt晶體管和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)將信號(hào)輸出給負(fù)載。

所述輸入匹配網(wǎng)絡(luò)是基于切比雪夫低通濾波器模型設(shè)計(jì)的，由多段阻抗及長(zhǎng)短不一的微帶線(xiàn)級(jí)聯(lián)而成，即由多個(gè)lc網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)而成；

所述晶體管為ganhemt晶體管；

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)為lc低通匹配網(wǎng)絡(luò)，使用開(kāi)路扇形微帶傳輸線(xiàn)代替并聯(lián)接地電容器，更好地增強(qiáng)帶寬性能；

所述j類(lèi)放大器負(fù)載阻抗為50歐。

為了驗(yàn)證提出的帶寬增強(qiáng)方法，使用10wcreecgh40010fganhemt器件設(shè)計(jì)了基于提出的策略的新型class-j功率放大器。采用ads軟件基于供應(yīng)商提供的器件大信號(hào)模型進(jìn)行仿真。功率放大器偏置在vgs＝-2.7v和vds＝28v。通過(guò)計(jì)算得到最佳阻抗和設(shè)計(jì)參數(shù)，如表1所示。最終所設(shè)計(jì)的class-jpa完整電路原理圖如圖9所示。

為了驗(yàn)證所提出的放大器的工作狀態(tài)，頻帶中不同頻率的仿真漏極電壓和電流波形如圖10所示。這些波形表明在這些頻率下實(shí)現(xiàn)了所提出的class-j操作模式。

為論證提出的放大器設(shè)計(jì)方法的實(shí)用性，在厚度為30mil，介電常數(shù)為3.66的rogersro4350b基板上實(shí)現(xiàn)寬帶class-jpa，損耗角正切為0.0037。最終制造的放大器電路如圖11所示。

設(shè)計(jì)的放大器測(cè)量和仿真的小信號(hào)s參數(shù)如圖12所示。在1.0-3.0ghz帶寬內(nèi)小信號(hào)增益s21均高于12db。

圖13繪制了從1.0-3.0ghz每個(gè)頻點(diǎn)的仿真和測(cè)量的漏極效率，輸出功率和增益。pa工作點(diǎn)為2-db壓縮點(diǎn)。在1.0-3.0ghz(相對(duì)帶寬100％)的帶寬內(nèi)，漏極效率在55％以上，輸出功率在40-42.6dbm之間，且增益超過(guò)10db。

通過(guò)在8dbpapr5mhzwcdma信號(hào)下測(cè)試相鄰信道功率比(acpr)來(lái)進(jìn)行線(xiàn)性度評(píng)估，如圖14所示。class-jpa在1.0-3.0ghz之間的acpr為-24.1和-32.4dbc之間。圖15顯示出了在調(diào)制信號(hào)下的2ghz處測(cè)量的acpr。pa在較低和較高頻帶處的acpr分別為-31.4和-31.2dbc。

相對(duì)現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明通過(guò)采用一種新型的晶體管輸出阻抗計(jì)算方法，改進(jìn)傳統(tǒng)j類(lèi)放大器的輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，增強(qiáng)了j類(lèi)放大器的效率和帶寬，使其在更寬的帶寬內(nèi)有效地放大信號(hào)。

以上實(shí)施例的說(shuō)明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想。應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行若干改進(jìn)和修飾，這些改進(jìn)和修飾也落入本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍內(nèi)。對(duì)這些實(shí)施例的多種修改對(duì)本領(lǐng)域的專(zhuān)業(yè)技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是顯而易見(jiàn)的，本申請(qǐng)中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下在其它實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會(huì)被限制于本申請(qǐng)所示的這些實(shí)施例，而是要符合與本申請(qǐng)所公開(kāi)的原理和新穎特點(diǎn)相一致的最寬的范圍。