本發(fā)明涉及集成電路，特別涉及對電壓信號進行采樣保持的多路模數轉換類電路。

背景技術：

多路模數轉換器，可將任意指定通道的輸入模擬信號vin轉換為數字信號dout輸出。

由信號的調制解調理論可知，dout通過波形重構，可生成重構模擬信號vout，而vout＝vin+(線性轉換誤差+非線性轉換誤差)。

因此為使重構模擬信號vout最大限度還原輸入模擬信號vin，需將轉換誤差最小化，通常而言，采樣保持電路為模數轉換器中非常重要的轉換誤差引入模塊。

由于線性轉換誤差可通過vout波形平移的手段進行有效剔除，故針對采樣保持電路的設計重點為降低非線性采樣誤差。

為提高整機系統(tǒng)的應用可靠性，多通道模數轉換器單元在整機中多采用冷備份的方式進行應用，具體應用電路圖如圖1所示：

經典雙通道電壓型采樣保持電路的冷備份應用結構：

圖2所示為經典的雙通道冷備份系統(tǒng)中的任意模擬輸入端口連接關系圖，其中vin為電壓型輸入模擬信號，s1、s2為開關控制信號。

針對采樣開關而言，目前主流的設計方案共分兩種：采用nmos單管作為采樣開關，以及采用nmos和pmos對管作為采樣開關。上述兩種采樣開關示意圖如圖3所示。

在圖3所示的開關方案中，由于溝道電荷注入效應，將會在out端引入采樣誤差。

單管方案中，導通時，nmos管的柵極電壓固定為vcc，out端引入的采樣誤差正比于(vcc-vin)的電壓值，因此該采樣誤差為非線性誤差。

對管方案中，由于nmos管和pmos管的溝道電荷注入效應方向相反，通過合理設置nmos管和pmos管的尺寸，在采樣保持時，可有效降低溝道電荷注入效應，因此對管方案的采樣非線性誤差遠遠小于單管方案的采樣非線性誤差。

通過圖4中的pmos管和nmos管工藝制造結構圖，并對比圖1的應用環(huán)境示意圖，可得出備機模塊中，nmos和pmos的源、漏兩級同地的連接關系等效圖如圖5、圖6所示。

由圖5和圖6可知，冷備份系統(tǒng)中備機的nmos器件的漏、源兩級對地均呈高阻態(tài)，pmos器件的漏、源兩級對地均呈低阻態(tài)。

由圖5和圖6還可得出：當vin1(或vin2)輸入信號電壓較高時(例如等于電源電壓vcc)，若備機系統(tǒng)的模擬輸入端口vin1和vin2僅連接nmos管，則備機電源電壓vcc始終為0；若備機系統(tǒng)的模擬輸入端口vin1和vin2連接pmos管回路，則備機系統(tǒng)的電源電壓vcc將會跟隨模擬信號變化，且電壓幅值等于模擬信號減去二極管導通電壓。備機中若模擬輸入端口僅連接pmos時，雙通道間等效電路如圖7所示。

結合圖6和圖7可知，當vin1(或vin2)電壓較高時(例如等于電源電壓vcc)，vcc將會大于pmos管的導通電壓，此時pmos1和pmos2全部導通，vin1和vin2端口呈短路狀態(tài)。

綜上所述，雙通道經典采保結構應用于冷備份模式時，nmos單管采樣開關在備機中模擬輸入對地以及模擬輸入通道間均呈高阻態(tài)，但主機中采樣后引入較大的非線性誤差；nmos和pmos對管采樣開關在主機采樣后具備較低的非線性誤差，但在備機中模擬輸入對地以及模擬輸入通道間為低阻態(tài)。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術問題是，提供一種采樣保持電路，使主機系統(tǒng)采樣時引入較低的非線性誤差，同時保證備機系統(tǒng)中模擬輸入對地以及模擬輸入通道間呈高阻態(tài)。

本發(fā)明解決所述技術問題采用的技術方案是，冷備份系統(tǒng)高阻態(tài)高線性采樣保持電路，包括采樣開關，所述采樣開關包括一個nmos管，采樣開關的輸入端接nmos管的源極，輸出端接nmos管的漏極，采樣開關的控制端接nmos管的柵極，其特征在于，還包括一個自舉單元，自舉單元的輸入端接采樣開關的輸入端，自舉單元的輸出端接nmos管的柵極，采樣開關的控制端接自舉單元的輸出端。

本發(fā)明的有益效果是，在增添少量芯片面積及功耗的條件下，通過自舉單元產生采樣開關的導通電平電壓，從而將溝道注入電荷引起的采樣誤差全部轉化為線性采樣誤差。

附圖說明

圖1冷備份系統(tǒng)應用圖。

圖2雙通道經典采樣保持電路應用圖。

圖3經典采樣開關設計方案示意圖。

圖4pmos管和nmos管工藝制造結構圖。

圖5備機中nmos器件的源(漏)級對地等效連接關系示意圖。

圖6備機中pmos器件的源(漏)級對地等效連接關系示意圖。

圖7備機中若僅連接pmos管的雙通道間連接關系圖。

圖8本發(fā)明中的采樣開關示意圖。

圖9本發(fā)明的采樣保持電路無雜散動態(tài)范圍仿真結果示意圖。

圖10為自舉單元的結構示意圖。

具體實施方式

如圖8所示。本發(fā)明冷備份系統(tǒng)高阻態(tài)高線性采樣保持電路，包括采樣開關，所述采樣開關包括一個nmos管，采樣開關的輸入端接nmos管的源極，輸出端接nmos管的漏極，采樣開關的控制端接nmos管的柵極，其特征在于，還包括一個自舉單元，自舉單元的輸入端接采樣開關的輸入端，自舉單元的輸出端接nmos管的柵極，采樣開關的控制端接自舉單元的輸出端。

自舉單元產生采樣開關的導通電平電壓，該結構在以較小的功耗和芯片面積為代價下，使主機系統(tǒng)采樣時引入較低的非線性誤差，同時保證備機系統(tǒng)中模擬輸入對地以及模擬輸入通道間呈高阻態(tài)。

圖2中采樣開關的主體采用nmos單管，但控制開關s的導通電平由電源電壓更改為自舉單元電壓輸出，該自舉電壓單元的輸入采樣點連接輸入模擬信號端，輸出點連接nmos管的柵極。

當采樣開關為關斷狀態(tài)時，自舉單元輸出電壓恒定為gnd電平；

當采樣開關為導通狀態(tài)時，自舉單元輸出電壓為vin+α*vcc，其中α由自舉開關自身結構決定，并且α＞0。

本發(fā)明的帶自舉電路型采樣開關包括單nmos開關和自舉單元兩個部分，自舉單元的輸入采樣點連接模擬輸入信號端，輸出點連接nmos器件的柵極。

本發(fā)明利用自舉電路調整nmos柵極的導通電平電壓，在導通時，使nmos管的珊、源電壓差值保持恒定，從而將采樣開關引入的非線性誤差完全轉化為線性誤差，并在備機中確保模擬輸入端對地為高阻態(tài)。

其工作原理為：當自舉單元輸出為gnd時，nmos管的珊源電壓≤0，故nmos管關斷；當自舉單元的輸出電壓為vin+α*vcc時，nmos管的珊源電壓固定為α*vcc，合理調整α的值，使α*vcc恒大于nmos管的開啟電壓vth，此時nmos管導通。由溝道電荷注入效應而在圖2的采樣電容上引入電荷q的計算公式如下所示：

q＝β*(α*vcc-vth)

針對同一個nmos器件而言，β值恒定不變；針對同一個自舉單元，α也保持不變，故通過本發(fā)明產生的采樣保持電路，非線性采樣誤差全部轉換為線性采樣誤差。

本發(fā)明利用自采樣型自舉單元，使自舉輸出電壓跟隨模擬輸入信號的變化而變化，達到nmos單管采樣開關的采樣誤差全部轉換為線性采樣誤差，從而達到主機系統(tǒng)采樣時引入較低的非線性誤差，同時在備機系統(tǒng)中保持模擬輸入對地呈高阻態(tài)。

就電壓自舉單元本身而言，在目前的模擬ic設計中已十分成熟，故本發(fā)明僅介紹一種經典的自舉單元電路簡易圖，如圖10所示，s1和s2為邏輯控制端。

其工作原理為：

當采樣開關需要為關斷狀態(tài)時，s1為gnd電平狀態(tài)，s2為vcc電平狀態(tài)，此時自舉輸出為gnd電平。

當采樣開關需要為導通狀態(tài)時，s2保持gnd電平恒定不變，而s1先為vcc電平，此時自舉電容c的負端同gnd相連，正端同自舉輸入端相連；再將s1拉低為gnd電平，此時自舉電容c正端同自舉輸入端斷開，而自舉電容c負端由gnd電平切換為vcc電平，由于電容兩端的電壓差不可突變，導致自舉輸出端電壓為vin+α*vcc，其中α由自舉開關自身結構決定，并且α＞0。

仿真驗證

圖2中采樣開關采用圖8的電路后，圖1的主機系統(tǒng)中，在模擬輸入端vin輸入標準正弦波信號，對采樣輸出點進行信號無雜散動態(tài)范圍參數仿真(25℃)，采樣輸出信號的無雜散動態(tài)范圍為103db，仿真結果如圖9所示，由此可知，使用本發(fā)明的采樣保持電路具有非常低的采樣非線性采樣誤差，至少可滿足16位高精度模數轉化器的主機應用要求。

圖2中采樣開關采用圖8的電路后，在圖1的備機系統(tǒng)中，由圖5和圖7可知，使用本發(fā)明的采樣保持電路在備機系統(tǒng)中模擬輸入對地以及模擬輸入通道間均呈高阻態(tài)。