本文描述的實施例涉及模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換，其包括用于校正多位σ-δ(sigma-delta)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的反饋電平失配的與校準(zhǔn)相關(guān)聯(lián)的結(jié)構(gòu)和方法。

背景技術(shù)：

模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(“adc”)是從大部分模擬自然界提供輸入到當(dāng)今大部分?jǐn)?shù)字計算環(huán)境的一種重要裝置。adc技術(shù)的一個問題是adc必須將模擬輸入信號分成能夠被二進(jìn)制計算系統(tǒng)理解的離散電平(level)或梯級(step)。出現(xiàn)在最小梯級電平之間的模擬信號幅度變化不被adc捕獲。并且，如果adc生成不相等數(shù)字輸出梯級則導(dǎo)致誤差分量。因此，模擬輸入信號的數(shù)字轉(zhuǎn)化一般來說是不精確的。

技術(shù)進(jìn)步已經(jīng)產(chǎn)生了以增長的高分辨率而轉(zhuǎn)化模擬輸入的需要。各種adc電路架構(gòu)，諸如子區(qū)間(subranging)/流水線式、逐漸逼近、快速型(flash)和σ-δ都已經(jīng)被開發(fā)以提供適合于各種應(yīng)用程序的分辨率/帶寬折衷。σ-δadc能夠提供相對低的帶寬信號(諸如在語音應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)的)或者甚至是接近直流(“dc”)遙測信號的轉(zhuǎn)換的高分辨率。

圖1是包括單電平σ-δ調(diào)制器105的σ-δadc100的現(xiàn)有技術(shù)框圖。調(diào)制器105以f_s112的速率對出現(xiàn)在調(diào)制器輸入端子110處的模擬信號進(jìn)行過采樣。調(diào)制器105在輸出端子115處生成脈沖密度調(diào)制的脈沖流。脈沖流中的脈沖數(shù)量的計數(shù)(即，二進(jìn)制邏輯1的數(shù)量的計數(shù))除以在已知間隔期間時鐘控制的采樣的總數(shù)比率表示在該間隔期間的輸入端子110處的模擬信號的瞬時幅度。輸入波形的任何給定點的各個采樣隨著時間累積并且被抽取器120平均化。抽取器120以f_d125的數(shù)據(jù)速率在輸出端子130處生成adc輸出字。

σ-δ調(diào)制器105包括比較器135，該比較器135作為單個位量化器以在每個采樣時間將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為一或零電平粗調(diào)輸出。正如任何量化器，比較器135輸出包括量化誤差。調(diào)制器105也包括單個位數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(“dac”)140作為負(fù)反饋元件。dac140通過改變差分放大器145的輸出端子143處的模擬輸出誤差信號而響應(yīng)于比較器135的每個轉(zhuǎn)換。端子143處的模擬輸出誤差信號包括量化噪聲。運行反饋環(huán)路以將誤差信號驅(qū)動至零，使得dac140的輸出變?yōu)榈扔谳斎攵俗?10處的調(diào)制器模擬輸入信號。

與上面概括的采樣策略相結(jié)合的積分器150通過將噪聲能量推入遠(yuǎn)離輸入信號頻率的較高的頻譜中而整形量化噪聲。因此，σ-δadc架構(gòu)相對于其他架構(gòu)降低了量化噪聲。

圖2是包括n電平σ-δ調(diào)制器205的σ-δadc200的現(xiàn)有技術(shù)框圖。n電平調(diào)制器205典型地在n個獨熱(one-hot)編碼位輸出線上對log2n二進(jìn)制輸出位進(jìn)行編碼。調(diào)制器205包括n電平量化器210而不是圖1的2電平比較器135。在每個采樣時間，n電平量化器210在其輸入端解析模擬信號至n電平中的一個并且將對應(yīng)于所解析的電平的輸出線設(shè)定到二進(jìn)制邏輯1狀態(tài)。其它的不對應(yīng)于所解析的電平的n-1個輸出線被設(shè)定到二進(jìn)制邏輯0狀態(tài)。調(diào)制器205還包括n電平dac反饋元件215而不是圖1的1位的兩個輸出電平dac反饋元件140。

n電平σ-δ調(diào)制器205能夠針對給定分辨率在與2電平調(diào)制器105相比較低的采樣頻率下操作。替代性地，n電平調(diào)制器205提供在給定采樣頻率下與2電平調(diào)制器105相比較高的分辨率。n電平調(diào)制器205的動態(tài)范圍也比2電平調(diào)制器105的動態(tài)范圍大。

調(diào)制器205還包括m階環(huán)路濾波器220，而不是作為單個積分器150實施的調(diào)制器105的一階環(huán)路濾波器。較高階環(huán)路濾波器提供較陡峭的噪聲整形，因此將更多量化噪聲推入較高頻帶中，遠(yuǎn)離期望的信號帶。

σ-δn電平調(diào)制器輸出誤差分量的一個來源是由于由n電平反饋dac生成的不相等模擬輸出梯級。典型地使用由mos晶體管組成的電流源生成dac輸出電平。由于物理尺寸的失配以及跨越管芯的工藝變化，實際上在不同電流源之間總有失配。

附圖說明

圖1是包括單電平σ-δ調(diào)制器的σ-δadc的現(xiàn)有技術(shù)框圖。

圖2是包括n電平σ-δ調(diào)制器的σ-δadc的現(xiàn)有技術(shù)框圖。

圖3是根據(jù)本發(fā)明各種示例實施例的校準(zhǔn)輸出adc的框圖。

圖4是根據(jù)各種示例實施例的與校準(zhǔn)輸出adc相關(guān)聯(lián)的3電平i-dacadc反饋元件的示意圖。

圖5是根據(jù)各種示例實施例的與校準(zhǔn)輸出adc相關(guān)聯(lián)的5電平i-dacadc反饋元件的示意圖。

圖6是根據(jù)各種示例實施例的在σ-δ調(diào)制器中包括n電平i-dac反饋元件的校準(zhǔn)輸出adc的局部框圖。

圖7是根據(jù)各種示例實施例的校準(zhǔn)輸出adc的詳細(xì)框圖。

圖8是根據(jù)各種示例實施例的包括失配測量開關(guān)矩陣的n電平i-dacadc反饋元件的示意圖。

圖9是根據(jù)各種示例順序的從n電平σ-δadc生成校準(zhǔn)輸出的方法的流程圖。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

操作本文描述的結(jié)構(gòu)和方法以從n電平σ-δadc生成校準(zhǔn)數(shù)據(jù)輸出。由于作為adc中的反饋元件操作的電流模式dac(“i-dac”)中的電流源之間的幅值失配導(dǎo)致的誤差分量從adc輸出數(shù)據(jù)中被消除。

直流(“dc”)校準(zhǔn)參考電壓(“v_cal”)施加在adc的σ-δ調(diào)制器部分的輸入端子處。在n電平特定調(diào)制器獨熱輸出端子的每個上出現(xiàn)的二進(jìn)制邏輯1狀態(tài)的計數(shù)在第一失配測量間隔期間獲得。然后，失配測量邏輯電路在i-dac中的電平選擇開關(guān)矩陣之間變換電流源對。隨著在電平開關(guān)矩陣之間變換電流源對，失配導(dǎo)致的調(diào)制器輸出誤差分量出現(xiàn)在與n電平特定輸出端子中的各個相關(guān)聯(lián)的計數(shù)中。失配測量邏輯電路比較在一系列失配測量間隔獲得的差分計數(shù)以確定當(dāng)前電平失配的幅度(“δ”)。然后，δ的一個或多個值被用于對抽取的調(diào)制器輸出計數(shù)分配因子，以便校正一個或多個i-dac電流源失配。

在下文中，為了增強清晰性和通用性，術(shù)語“調(diào)制器輸出電平”應(yīng)意為在調(diào)制器端子處的電平特定二進(jìn)制邏輯1狀態(tài)。注意到的是某些實施例可以經(jīng)由除了獨熱編碼(encodation)之外的編碼方法編碼和傳遞電平特定狀態(tài)。

具體實施方式

圖3是根據(jù)本發(fā)明的各種示例實施例的校準(zhǔn)輸出adc300的框圖。adc300包括多電平σ-δ調(diào)制器305和耦合的失配-校正分離(split)抽取器310。調(diào)制器305和分離抽取器310耦合到一個或更多個輸出端子，這些輸出端子共同稱為輸出端子312。adc300還包括耦合到調(diào)制器輸出端子312、調(diào)制器輸入端子325、n電平i-dac330以及分離抽取器310的失配測量邏輯電路318。

調(diào)制器305包括耦合到調(diào)制器輸出端子312的n電平i-dac330。n是大于或等于5且不能被2整除的正整數(shù)。即，整數(shù)2對于n是除不盡的數(shù)。i-dac330在調(diào)制器305中提供負(fù)反饋環(huán)路并且如下詳細(xì)所述實施有(n-1)/2開關(guān)電流源。調(diào)制器305也包括差分放大器335。差分放大器335的正極端子耦合到調(diào)制器輸入端子325。差分放大器335的負(fù)極端子通信地耦合到i-dac330的輸出端子。差分放大器335將輸入信號340與來自i-dac330的負(fù)反饋信號相結(jié)合。

調(diào)制器305還包括與差分放大器335的輸出端子耦合的環(huán)路濾波器345。環(huán)路濾波器345產(chǎn)生調(diào)制器305的噪聲傳遞函數(shù)(ntf)中的高通響應(yīng)。ntf是通過由n電平量化器350引入的量化噪聲而見到的頻率響應(yīng)。環(huán)路濾波器345將量化噪聲分量推入較高頻率中，遠(yuǎn)離輸入信號帶寬。某些實施例可以利用較高階濾波器以實施環(huán)路濾波器345。調(diào)制器305進(jìn)一步包括耦合在環(huán)路濾波器345的輸出端子和調(diào)制器305的輸出端子312之間的n電平量化器350。量化器350的電平數(shù)n等于由i-dac330生成的可能的模擬電平的數(shù)量。

失配測量邏輯電路318確定[(n-1)/2-1]個失配誤差(“δ1”、“δ2”…“δ_[(n-1)/2-1]”)(統(tǒng)稱為，“δ”)的幅度。根據(jù)在(n-1)/2個失配測量間隔期間的調(diào)制器輸出電平的發(fā)生次數(shù)(occurrence)的計數(shù)確定δ失配誤差。在每個失配測量間隔期間參考電壓(“v_cal”)被施加到輸入端子325。每個失配誤差對應(yīng)于如上提及的和如下進(jìn)一步描述的i-dac330中的(n-1)/2個開關(guān)電流源的兩個一組中的每個的電流幅值差。每個調(diào)制器輸出電平的發(fā)生次數(shù)的第一計數(shù)在第一失配測量間隔期間獲得。在第一失配測量間隔期間i-dac330中的電流源每個都連接至標(biāo)準(zhǔn)配置中的相應(yīng)電平選擇開關(guān)矩陣，如下面進(jìn)一步詳細(xì)描述。正在被測量失配的兩個電流源在第一失配測量間隔后跟的每個失配測量間隔之前在i-dac330的電路中變換。

為了生成未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量d_uncorrected，失配-校正分離抽取器310對調(diào)制器305的輸出數(shù)據(jù)施加抽取濾波。分離抽取器310還抽取預(yù)定為受δ影響的調(diào)制器輸出電平的[(n-1)/2-1]子集的發(fā)生次數(shù)計數(shù)，如下進(jìn)一步描述。然后抽取器310用一個或更多個預(yù)定的因子δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]乘以受δ影響的子集的抽取計數(shù)。這樣做生成了對應(yīng)于受δ影響的輸出電平的每個子集的adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量{e_out1、e_out2…e_out_[(n-1)/2-1]}。然后抽取器310將得出的[(n-1)/2-1]adc輸出數(shù)據(jù)分量與未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量進(jìn)行求和，以生成校準(zhǔn)的adc輸出數(shù)據(jù)流d_calibrated，針對δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]校正：

d_calibrated＝d_uncorrected+e_out1+e_out2…+e_out_[(n-1)/2-1]。

圖4是根據(jù)各種示例實施例的3電平i-dac反饋元件400的示意圖。3電平i-dac400是實施有開關(guān)電流源的最基本n電平dac的一個示例。在該示例情形下，i-dac400實施單元電流電平-1、0和+1。圖3的校準(zhǔn)輸出σ-δadc300的n電平i-dac330包括相互并聯(lián)耦合的3電平i-dac400的(n-1)/2個單元。

i-dac400包括耦合到電壓軌410的開關(guān)電流源405。i-dac400還包括耦合到開關(guān)電流源405的電平選擇開關(guān)矩陣415。電平選擇開關(guān)矩陣415中的開關(guān)的狀態(tài)分別決定正極輸出端子iout_pos428和負(fù)極輸出端子iout_neg440處的電流流動的電平和方向。i-dac400進(jìn)一步包括耦合到電平選擇開關(guān)矩陣415的電平選擇邏輯電路420。電平選擇邏輯電路420接收數(shù)據(jù)輸入字并且根據(jù)輸入字通過將輸出端子428和440轉(zhuǎn)換到開關(guān)電流源405而控制3電平i-dac單元的輸出狀態(tài)。

示例電平選擇開關(guān)矩陣415包括耦合在開關(guān)電流源405和正極輸出端子428之間的第一開關(guān)425。開關(guān)矩陣415還包括耦合在負(fù)極輸出端子440和接地端子433之間的第二開關(guān)430，以提供i-dac400處在+1狀態(tài)的返回電流。第三開關(guān)435耦合在開關(guān)電流源405和負(fù)極輸出端子440之間，以提供從負(fù)極端子440向外的電流以實現(xiàn)-1狀態(tài)。第四開關(guān)445耦合在正極輸出端子428和接地端子433之間，以提供返回-1狀態(tài)電流。第五開關(guān)450耦合在開關(guān)電流源405和共模端子455之間。共模端子455阻止電流源在與處在電平狀態(tài)0的輸出端子兩者斷開連接時浮動。如所述，表格470將開關(guān)矩陣415的開關(guān)狀態(tài)與i-dac輸出電平相聯(lián)系。

圖5是根據(jù)各種示例實施例的5電平i-dacadc反饋元件500的示意圖。5電平i-dac500包括圖4的配置為并聯(lián)的兩個3電平i-dac400。即，i-dac500包括3電平i-dac400a和400b。i-dac400a的開關(guān)電流源405a和i-dac400b的開關(guān)電流源405b并聯(lián)連接在電壓軌410和它們各自的電平選擇開關(guān)矩陣415a和415b之間，并且然后連接到接地軌433。表格540將五個輸出電平(-2、-1、0、+1、+2)中的每個與開關(guān)矩陣415a和415b的電平選擇開關(guān)的相應(yīng)狀態(tài)相聯(lián)系。

下面詳細(xì)描述的失配測量邏輯電路318在其相應(yīng)的電平選擇開關(guān)矩陣415a和415b之間變換(transpose)電流源405a和405b。由于在電平開關(guān)矩陣415a和415b之間變換電流源405a和405b，這樣做導(dǎo)致調(diào)制器輸出誤差分量反映在不同的輸出電平中(例如，電平-2、-1、0、+1、+2的特定子集)。所述實施例比較調(diào)制器的輸出電平的差分計數(shù)以確定電流源405a和405b之間的實際的電流電平差δ(在5電平調(diào)制器的情況下是δ1，或在n電平調(diào)制器的情況下是δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1])。然后δ的一個或多個值被用于對抽取的調(diào)制器輸出分配因子，以便校正i-dac電流源的一個或多個失配。

圖6是根據(jù)各種示例實施例的在adc的σ-δ調(diào)制器部分中包括n電平i-dac反饋元件330的校準(zhǔn)輸出adc的局部框圖。n電平i-dac330的模擬輸出電平的數(shù)量能夠由如前所述的并聯(lián)配置的3電平i-dac(例如，圖4的3電平i-dac)的數(shù)量確定。因此，例如，5電平i-dac610配置有如前關(guān)于圖5所述的兩個3電平i-dac。7電平i-dac620配置有三個3電平i-dac。更一般地，n電平i-dac330配置有(n-1)/2個3電平i-dac，其中n是等于或大于5但不能被2整除的正整數(shù)。

現(xiàn)在回到圖3，n電平數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)x以采樣速率f_s在調(diào)制器305的輸出端子312處出現(xiàn)。σ-δadc300被過采樣，因此f_s比施加到輸入端子325的輸入波形340的變化率大得多。理想地，在平均周期ap期間每個輸出電平計數(shù)總和的平均值，通過每個輸出電平的幅度(“l(fā)”)加權(quán)，等于輸入波形340的瞬時(instantaneous)幅度。在平均周期ap期間，若干脈沖q＝f_s*ap出現(xiàn)在輸出端子312處?，F(xiàn)在考慮具有如關(guān)于圖5所述的邏輯電平的5電平σ-δ調(diào)制器示例。使用i作為q個脈沖的集合的索引，adc300的理想輸出等于在平均周期ap期間的瞬時調(diào)制器輸入：

我們將5電平示例在平均周期期間的各個電平計數(shù)表示為(+2，電平5計數(shù)＝a5)、(+1，電平4計數(shù)＝a4)、(電平3為零電平并且因此不計數(shù))、(-1，電平2計數(shù)＝a2)和(-2，電平1計數(shù)＝a1)。然后x_avg可以表示為：

x_avg＝(2*a5+a4–a2–2*a1)/q

但是，失配的誤差分量出現(xiàn)在調(diào)制器305的輸出端處，結(jié)果x_avg不等于真實情況的v_in(instantaneous)。x輸出誤差分量表現(xiàn)為實際的電平計數(shù)與將由不存在i-dac電流源失配的調(diào)制器305生成的電平計數(shù)的平均差。

因為i-dac330內(nèi)的失配是x項輸出誤差的原因，所以i-dac330的模擬輸出數(shù)據(jù)y包括失配誤差的一個或多個量級δ。盡管實際自然界中是模擬的，能夠按照平均周期ap期間的其輸出電平的平均值，通過用出現(xiàn)在調(diào)制器輸出x處的相應(yīng)的計數(shù)a5、a4、a2或a1對每一電平分配因子、計算因子的和、以及用所得結(jié)果除以q來觀察y。對于理想情況下，忽略失配：

y_avg＝(2*a5+a4–a2–2*a1)/q

再次參考圖5，注意到的是開關(guān)電流源405a和405b是“單元電流”源。即，理想地，由每個生成的電流幅度是相等的。但是，實際上，分量容差、溫度變化以及其他因素導(dǎo)致電流源405a和405b之間的電流失配δ1。由圖5的表540可知，l5＝i1+i2，l4＝i1，l3＝0，l2＝-i1，以及l(fā)1＝-(i1+i2)。失配誤差δ已經(jīng)被定義為i-dac電流源的電流之間的差的幅度，或δ1＝i1-i2。依據(jù)“單元電流”i，i2＝i且i1＝i+δ1?？紤]失配誤差，五個電流電平能夠根據(jù)單元電流被表示為：l5＝2i+δ1，l4＝i+δ1，l2＝-(i+δ1)和l1＝-(2i+δ1)。具有針對失配分配因子的五個電平并且在平均周期ap期間通過相等的x輸出電平計數(shù)分配因子的平均i-dacy輸出數(shù)據(jù)為：

y_avg＝(2+δ1)*a5+(1+δ1)*a4–(1+δ1)*a2–(2+δ1)*a1)/q

再回到圖3，由σ-δ調(diào)制器305的分量形成的負(fù)反饋環(huán)路導(dǎo)致差分放大器335的誤差輸出e被驅(qū)動至零。因此，y_avg等于在輸入端子325處的輸入信號340的瞬時值。注意到的是，δ1的分量可以被看做是由調(diào)制器環(huán)路驅(qū)動至輸出脈沖流x中的特定輸出電平的計數(shù)。

如前所述，在每個失配測量間隔期間失配測量邏輯電路318將參考電壓v_cal施加到輸入端子325。因此，在第一測量間隔期間，隨著i-dac330被復(fù)位至可操作的配置：

v_cal＝y(tǒng)_avg＝(2+δ1)*a5+(1+δ1)*a4–(1+δ1)*a2–(2+δ1)*a1)/q(1)

變換i1和i2之后，五個電流電平為：l5＝i1+i2，l4＝i2，l3＝0，l2＝-i2，且l1＝-(i1+i2)?？紤]失配誤差，五個電平根據(jù)變換電流源之后的單元電流可以表示為：l5＝2i+δ1，l4＝i，l2＝-i)和l1＝-2(i+δ1)。因此，隨著變換i-dac330的電流源，根據(jù)在第二測量間隔期間的脈沖流x中所見的電平計數(shù)的集合：

v_cal＝(2+δ1)*b5+b4–b2–(1+δ1)*b1)/q(2)

聯(lián)立方程(1)和(2)計算δ1得出：

δ1＝[(2a5+a4–a2-2a1)–(2b5+b4–b2-2b1)]/(a5+a4–a2–a1–b5–b1)

與本文所述的adc裝置的5電平實施例相關(guān)聯(lián)的電流源失配誤差δ1根據(jù)上面直接描述的計數(shù){a}和的集合的預(yù)定代數(shù)函數(shù)計算。

與n電平σ-δ調(diào)制器相關(guān)聯(lián)的i-dac電流源失配誤差δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]由所公開的實施例以與本文上述5電平示例情況相似的方式確定。例如，與7電平調(diào)制器相關(guān)聯(lián)的三個電流源中的兩對被順序地變換并且在第一、第二和第三測量間隔期間獲得調(diào)制器輸出電平計數(shù){a}、和{c}的集合。將來自計數(shù){a}、和{c}集合的每個集合的每個電平的計數(shù)代入到{a}、和{c}的兩個預(yù)定代數(shù)函數(shù)中以計算δ1和δ2。

圖7是根據(jù)各種示例實施例的校準(zhǔn)輸出adc700的詳細(xì)框圖。和圖3的adc300一樣，adc700包括n電平σ-δ調(diào)制器305、失配校正分離抽取器310和失配測量邏輯電路318。調(diào)制器305包括n電平i-dac330、差分放大器335、環(huán)路濾波器345和n電平量化器350，全部如先前關(guān)于圖3所述。

adc700的失配測量邏輯電路318包括耦合到調(diào)制器輸入端子325的失配測量輸入部分705、耦合到調(diào)制器輸出端子312的失配計算部分708、以及耦合到失配測量輸入部分705和失配計算部分708的失配測量控制邏輯電路712。失配測量輸入部分705在調(diào)制器輸入端子325處建立校準(zhǔn)電壓v_cal。失配測量輸入部分705還在每個失配測量間隔之前向電平選擇開關(guān)矩陣(例如，向圖5的開關(guān)矩陣415a和415b)指派i-dac電流源(例如，圖5的電流源405a和405b)。失配計算部分708如下進(jìn)一步詳細(xì)描述的來確定δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]。為了執(zhí)行與失配測量過程相關(guān)聯(lián)的序列，失配測量控制邏輯電路712控制失配測量邏輯電路318內(nèi)的結(jié)構(gòu)。

失配測量輸入部分705還包括耦合到調(diào)制器輸入端子325的校準(zhǔn)電壓源715。電壓源715生成v_cal。失配測量輸入部分705進(jìn)一步包括i-dac330的失配測量開關(guān)矩陣組件718。

圖8是根據(jù)各種示例實施例的包括失配測量開關(guān)矩陣718的n電平i-dacadc反饋元件330的示意圖。測量開關(guān)矩陣718相對于可操作的配置變換開關(guān)電流源對(例如，圖5的開關(guān)電流源405a和405b)。在n電平i-dac330的上下文中，“可操作的配置”意為向(n-1)/2個電平選擇開關(guān)矩陣中的一個預(yù)定指派(n-1)/2個開關(guān)電流源中的每個?？刹僮鞯呐渲迷赼dc的常規(guī)操作期間使用。此外，在失配測量序列的開始時將i-dac重置到可操作的配置后跟的失配測量間隔期間獲得失配測量。

通過將一對開關(guān)電流源中的每個電流源重新指派到在可操作配置中被指派給另一個電流源的電平選擇開關(guān)矩陣(例如，電平選擇開關(guān)矩陣415a和415b)，測量開關(guān)矩陣718對該對開關(guān)電流源(例如，開關(guān)電流源405a和405b)進(jìn)行變換。對于具有多于兩個電流源的i-dac，開關(guān)電流源的連續(xù)對在第一失配測量間隔后跟的每個失配測量間隔之前變換。

考慮根據(jù)圖8的示例順序和圖5的5電平i-dac，失配測量開關(guān)矩陣718可以在第一失配測量間隔之前被重置到可操作的配置。可操作的配置可以通過以下方式實施：為了將開關(guān)電流源405a連接到電平選擇開關(guān)矩陣415a而閉合開關(guān)820，為了將開關(guān)電流源405b連接到電平選擇開關(guān)矩陣415b而閉合開關(guān)825。失配測量開關(guān)矩陣718在第二失配測量間隔之前變換電流源405a和405b。為了將電流源405a連接到電平選擇開關(guān)矩陣415b而斷開開關(guān)820和825并且閉合開關(guān)830，為了將開關(guān)電流源405b連接到電平選擇開關(guān)矩陣415a而閉合開關(guān)835。

注意到的是，本文使用失配測量開關(guān)矩陣718的示例將n電平i-dac330內(nèi)的電流源對的變換概念化。但是，失配測量邏輯電路318的某些實施例可以通過在i-dac電平選擇開關(guān)矩陣其自身(例如，圖5的開關(guān)矩陣415a和415b)上實行控制而變換i-dac電流源對，并且因此消除對失配測量開關(guān)矩陣718的需要。

失配測量邏輯電路318的失配計算部分708進(jìn)一步包括耦合到調(diào)制器305的輸出端子312的間隔控制邏輯電路725。間隔控制邏輯電路725提供失配測量在失配測量間隔期間對調(diào)制器輸出電平的訪問。

失配計算部分708還包括耦合到間隔控制邏輯電路725的一組電平計數(shù)器728。電平計數(shù)器728中的每個在測量間隔期間對向其指派的電平的發(fā)生次數(shù)的數(shù)量進(jìn)行計數(shù)。因此，電平計數(shù)器728在第一失配測量間隔期間對調(diào)制器輸出電平中的每個的第一發(fā)生次數(shù)的數(shù)量進(jìn)行計數(shù)，以便生成第一組計數(shù){a}＝a1，a2…a_n。該組電平計數(shù)器728隨后在第二失配測量間隔期間對每個調(diào)制器輸出電平的第二發(fā)生次數(shù)的數(shù)量進(jìn)行計數(shù)，以便生成第二組計數(shù)＝b1，b2…b_n。如前所述，第二測量間隔在調(diào)制器反饋環(huán)路中的(n-1)/2個i-dac電流源中的第一對被變換之后出現(xiàn)。該組電平計數(shù)器728隨后在第(n-1)/2個失配測量間隔期間對每個調(diào)制器輸出電平的發(fā)生次數(shù)的數(shù)量進(jìn)行計數(shù)，以便生成第(n-1)/2組計數(shù){z}＝z1，z2…z_n。第(n-1)/2個失配測量間隔在調(diào)制器反饋環(huán)路中的(n-1)/2個i-dac電流源中的第[(n-1)/2-1]對互換之后出現(xiàn)。

失配計算部分708進(jìn)一步包括耦合到電平計數(shù)器728的失配計算器732。失配計算器732將δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]中的每個計算為{a}、…{z}的預(yù)定代數(shù)函數(shù)。如前所述，通過v_cal得出代數(shù)函數(shù)，在每個計數(shù)由等于對應(yīng)于該計數(shù)的電平的量加權(quán)之后，v_cal等于每組計數(shù)的平均值。前面的描述認(rèn)為每組計數(shù)包括與δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1](統(tǒng)稱為，“δ”)中的每個成比例的δ失配分量。即，v_cal＝avg_{a_weighted}(δ)＝avg_{b__weighted}(δ)…＝avg_{z_weighted}(δ)。

已經(jīng)確定了電流源失配δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]，adc的實施例將i-dac330指派的電流源到電平開關(guān)矩陣重置為如前所述的可操作的配置。對于5電平調(diào)制器的情況，可操作的配置中的電平指派如圖5的表格540所示。l5＝i1+i2，l4＝i1，l3＝0，l2＝-i1，且l1＝-(i1+i2)。

圖7的adc700的失配校正分離抽取器310包括耦合到調(diào)制器輸出端子312的主抽取器735。主抽取器735生成如前提及的未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量。為了這么做，主抽取器735在抽取間隔di期間的采樣時間處將抽取濾波施加到n個調(diào)制器輸出電平中的每個的發(fā)生次數(shù)的加權(quán)總和。每個輸出電平的發(fā)生次數(shù)的計數(shù)由特定輸出電平的幅度加權(quán)。例如，使用前面引入的5電平調(diào)制器的示例電平，電平1由-2加權(quán)、電平2由-1加權(quán)、電平3是0、電平4由+1加權(quán)以及電平5由+2加權(quán)。相應(yīng)地，主抽取器735將抽取濾波施加到在抽取間隔di期間獲得的每次計數(shù)的權(quán)重總和的全部和：其中s＝在di期間獲得的總采樣。主抽取器735所得的輸出是未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量d_uncorrected。

分離抽取器310還包括通信地耦合到調(diào)制器輸出端子312的[(n-1)/2-1]個數(shù)量的輔助抽取器(例如，輔助抽取器738a和738b)。每個輔助抽取器在抽取間隔期間的采樣時間處將抽取濾波施加到調(diào)制器輸出電平的子集的發(fā)生次數(shù)總和。輸出電平的子集預(yù)定會受到一個或更多個δ失配分量的影響。適用于5電平調(diào)制器的單個輔助抽取器738a的示例項遵從前面討論的失配測量邏輯電路318。i-dac330的輸出y以抽取間隔di期間的電平計數(shù)d5、d4、d2和d1表示并且針對失配δ1分配因子為：

y_di＝(2+δ1)*d5+(1+δ1)*d4–(1+δ1)*d2–(2+δ1)*d1)

即，失配項δ1出現(xiàn)在所有非零電平的計數(shù)中。但是，可以將y_di歸一化以從分別表示為計數(shù)d5和d1的峰值正極和負(fù)極i-dac電平中排除δ1。因此歸一化的y_di＝2*d5+(1+0.5*δ1)*d4－(1+0.5*δ1)*d2－2*d1。相應(yīng)地，需要校正的調(diào)制器輸出電平計數(shù)被限制到電平計數(shù)d4和d2。

失配校正分離抽取器310包括耦合在調(diào)制器輸出端子312和每個輔助抽取器(例如，輔助抽取器738a和738b)之間的一個或更多個輸出電平選擇器(例如，電平選擇器742a和742b)。一個或多個選擇器選擇對應(yīng)于每個輔助抽取器的受δ影響的輸出電平。對于上面直接討論的示例5電平調(diào)制器，電平選擇器742a為輔助抽取選擇電平4和電平2。輔助抽取器738a將抽取濾波施加到計數(shù)(d4-d2)的總和，以便生成抽取的受δ影響的輸出數(shù)據(jù)分量。

每個輔助抽取器隨后用δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]中的一個或更多個作為預(yù)定因子乘以所得的抽取的受δ影響的輸出數(shù)據(jù)分量，以便生成[(n-1)/2－(1)]個adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量e_out中的一個。對于失配校正adc700的5電平示例實施例，輔助抽取器用0.5*δ1乘以抽取的受δ1影響的項(d4-d2)，以便生成單個輸出數(shù)據(jù)誤差分量e_out。

分離抽取器310還包括耦合到主抽取器的輸出端子和一個或多個輔助抽取器的輸出端子的求和點745。求和點將來自每個輔助抽取器的[(n-1)/2－(1)]個adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量e_out與來自主抽取器的未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量d_uncorrected相加。出現(xiàn)在求和點的一個或多個輸出端子處的結(jié)果是針對δ1、δ2…δ_[(n-1)/2－(1)]校正的校準(zhǔn)的adc輸出數(shù)據(jù)d_calibrated：

d_calibrated＝d_uncorrected+e_out1+e_out2…+e_out_[(n-1)/2-1].

圖9是根據(jù)各種示例順序的從n電平σ-δadc生成校準(zhǔn)輸出的方法900的流程圖。方法900包括對一系列失配測量間隔期間在adc的σ-δ調(diào)制器部分的輸出端子處的電壓電平發(fā)生次數(shù)計數(shù)。每個失配間隔與和調(diào)制器相關(guān)的n電平電流模式i-dac負(fù)極反饋元件的(n-1)/2個配置中的一個相關(guān)聯(lián)。方法900包括根據(jù)調(diào)制器輸出電壓電平的發(fā)生次數(shù)計數(shù)確定i-dac中的[(n-1)/2－(1)]個電流源中的一個或更多個對之間的幅值失配(“δ”)。方法900還包括將抽取濾波施加到調(diào)制器的輸出數(shù)據(jù)，以在adc的常規(guī)操作期間生成未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量。方法900進(jìn)一步包括用預(yù)定因子δ乘以預(yù)定將受δ影響的抽取的調(diào)制器輸出電平，以便生成一個或更多個adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量。方法900隨著將adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量與未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量進(jìn)行求和而終止，以生成針對δ校正的校準(zhǔn)的adc輸出數(shù)據(jù)。

方法900在塊905處開始，伴隨著在(n-1)/2個失配測量間隔期間將參考電壓v_cal施加到adc的輸入端子。方法900在塊910繼續(xù)，伴隨著建立將(n-1)/2個開關(guān)電流源中的每個指派到n電平i-dac內(nèi)的(n-1)/2個電平選擇開關(guān)矩陣的一個的可操作的指派。該可操作的指派確定了從每個開關(guān)電流源到n個調(diào)制器輸出電平中的每個的電流的貢獻(xiàn)。

方法900包括在塊915處在第一失配測量間隔期間的采樣時間在調(diào)制器輸出端子處對每個調(diào)制器輸出電平的發(fā)生次數(shù)的數(shù)量計數(shù)。這樣做生成了第一組計數(shù){a}＝a1，a2…a_n。方法900繼續(xù)在塊920相對于可操作的指派變換開關(guān)電流源的[(n-1)/2－(1)]個對中的一個。方法900還包括在開關(guān)電流源對的每次變換之后在塊923對隨后的失配測量間隔期間的每個調(diào)制器輸出電平的發(fā)生次數(shù)數(shù)量計數(shù)，以便生成隨后的計數(shù)組(例如，＝b1，b2…b_n，{c}＝c1，c2…c_n…{z}＝z1，z2…z_n)。注意到的是，從變換的電流源之間的幅值失配δ1、δ2…δ_[(n-1)/2－(1)](統(tǒng)稱為，“δ”)得出的調(diào)制器輸出數(shù)據(jù)誤差出現(xiàn)在每個失配測量間隔期間與預(yù)定調(diào)制器輸出電平相關(guān)聯(lián)的計數(shù)中。方法900包括在塊928處確定[(n-1)/2－(1)]個電流源對是否已經(jīng)被變換。如果否，方法900循環(huán)回到塊920以變換另一個電流源對。

一旦[(n-1)/2－(1)]個電流源對已經(jīng)被變換并且已經(jīng)獲得所得的調(diào)制器輸出電平計數(shù)，則方法900在塊933處繼續(xù)將δ1、δ2…δ_[(n-1)/2－(1)]中的每個計算為a1，a2…a_n，b1，b2…b_n，c1，c2…c_n…z1，z2…z_n的代數(shù)函數(shù)。通過v_cal得出每個代數(shù)函數(shù)，在每個計數(shù)由等于對應(yīng)于該計數(shù)的電平的量加權(quán)之后，v_cal等于每組計數(shù)的平均值(v_cal＝avg_{a_weighted}(δ)＝avg_{b__weighted}(δ)…＝avg_{z_weighted}(δ))。方法900還包括上述失配測量操作之后在塊935處從adc輸入端子斷開v_cal。

方法900在塊945繼續(xù)進(jìn)行，在抽取間隔期間在采樣時間處將抽取濾波施加到n個調(diào)制器輸出電平中的每個的發(fā)生次數(shù)的加權(quán)總和。這樣做生成了未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量。每個輸出電平的發(fā)生次數(shù)的計數(shù)由相應(yīng)的電平的幅度加權(quán)。

方法900包括選擇調(diào)制器輸出電平的[(n-1)/2－(1)]個子集，其預(yù)定將受δ失配分量δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-(1)]中的一個或更多個影響。方法900還包括在抽取間隔期間在采樣時間處將抽取濾波施加到調(diào)制器輸出電平的[(n-1)/2－(1)]個子集中的每個的發(fā)生次數(shù)的總和。電平的子集的抽取濾波生成[(n-1)/2－(1)]個抽取的受δ影響的輸出數(shù)據(jù)分量。方法900進(jìn)一步包括在塊955用預(yù)定的δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-1]中的一個或更多個因子乘以每個抽取的受δ影響的輸出數(shù)據(jù)分量。這樣做生成[(n-1)/2－(1)]個adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量。

方法900在塊960處結(jié)束，通過將[(n-1)/2－(1)]個adc輸出數(shù)據(jù)誤差分量與未校正的adc輸出數(shù)據(jù)分量進(jìn)行求和，以便生成針對δ1、δ2…δ_[(n-1)/2-(1)]校正的校準(zhǔn)的adc輸出數(shù)據(jù)。

本文描述的裝置和方法可以用在除了生成n電平σ-δadc的校準(zhǔn)輸出之外的應(yīng)用中。本文描述的校準(zhǔn)輸出adc300和700、3電平i-dac400、5電平i-dac500以及方法900的示例意在提供各種實施例的結(jié)構(gòu)和各種方法的順序的大致理解。它們并不意在作為使用這些示例結(jié)構(gòu)和順序的裝置、系統(tǒng)和方法的所有元件和特征的完整描述。

通過圖示并且不限制，附圖示出了可以實施主題的具體實施例。注意到的是，連接線的一個或兩個端意在示出電流、數(shù)據(jù)流、邏輯流等的大致方向。連接器線箭頭不意在限制到特定方向的這種流動而排除相對方向上的任何流動。充分描述所說明的實施例以使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)嵺`本文公開的教導(dǎo)?？梢允褂糜纱送茖?dǎo)的和其他實施例，以便在不脫離本公開的范圍的情況下可以做出結(jié)構(gòu)和邏輯的替換和改變。因此，該詳細(xì)的說明書并不是一種限制。各種實施例的廣度由所附權(quán)利要求以及這種權(quán)利要求授權(quán)的全部等價范圍限定。

如果實際上公開了不只一個，那么僅為了方便起見，可以將本文發(fā)明主題的這種實施例單個或全部稱為術(shù)語“發(fā)明”，并不意在主動地將本申請限制在任何單一發(fā)明或發(fā)明概念。相應(yīng)地，盡管本文已經(jīng)詳細(xì)說明和描述了具體實施例，但是計劃實現(xiàn)相同目的的任何布置可以用所示的具體實施例替代。本公開意在覆蓋各種實施例的任何和全部改變和變化。

提供本公開的摘要以遵守37c.f.r.§1.72(b)對摘要的要求，以允許讀者快速地弄清本技術(shù)公開的性質(zhì)。其提交的意義是其不將用于解釋或限制權(quán)利要求的范圍或含義。在之前的詳細(xì)說明中，為了簡化公開，各種特征被組合在單一實施例中。本公開的方法不被解釋為需要比每個權(quán)利要求中所清楚列舉的更多的特征。當(dāng)然，發(fā)明主題可以見于少于單一公開實施例的全部特征。下述權(quán)利要求特此并入詳細(xì)說明中，每個權(quán)利要求獨立地作為一個單獨的實施例。