本發(fā)明屬于集成電路下電流比較器技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

在光纖通信集成電路的接收端，需要將光信號(hào)通過(guò)光電二極管轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)，再通過(guò)跨阻放大器將電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)?？缱璺糯笃餍阅芤笫歉邘?，低噪聲，中等增益和較快的響應(yīng)速度，其輸出信號(hào)夾雜著噪聲將一并傳遞給高增益的限幅放大器。為了使得限幅放大器放大符合電平標(biāo)準(zhǔn)的電信號(hào)，在限幅放大器中增加對(duì)輸入信號(hào)噪聲的判決電路，該判決電路中將包含電流比較器，精確地判別輸入的是噪聲還是符合電平標(biāo)準(zhǔn)的電信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)限幅放大器主通路的關(guān)閉和開(kāi)啟控制。

圖1給出了傳統(tǒng)的電流比較器的電路結(jié)構(gòu)。圖1中，電流比較器由PMOS晶體管MP1、NMOS晶體管MN1、NMOS晶體管MN3構(gòu)成三個(gè)電流鏡；PMOS晶體管MP2、NMOS晶體管MN2、NMOS晶體管MN4和電阻R0構(gòu)成兩對(duì)共源極放大器；和三對(duì)反相器組合成電流比較器。

電流比較器的原理和結(jié)構(gòu)：電流源I0向電路輸入電流I₀(＝閾值電流I_H)，電流源Ipeak_current向電路輸入由數(shù)據(jù)電平轉(zhuǎn)換成的尖峰電流I_peak，兩者進(jìn)行比較。閾值電流I_H和尖峰電流I_peak分別被NMOS晶體管MN1和PMOS晶體管MP1鏡像到NMOS晶體管MN2和PMOS晶體管MP2的漏極。當(dāng)I_peak>I_H時(shí)，多余的電流流入NMOS晶體管MN3的漏極并鏡像到NMOS晶體管MN4的漏極，NMOS晶體管MN4的漏源電壓V_MN4,DS可以表示為：

V_MN4,DS＝VDD-R₀(I_peak-I_H) (1)

其中R₀為電阻R0的阻值，VDD為直流工作電源。

則NMOS晶體管MN4的漏極在輸入尖峰電流I_peak大于閾值電流I_H情況下為低電平，通過(guò)三對(duì)反相器整型輸出電壓Vout為高電平。

當(dāng)I_peak<I_H時(shí)，將沒(méi)有電流流過(guò)NMOS晶體管MN3的漏極，NMOS晶體管MN4的漏極不存在電流，通過(guò)公式(1)分析，尖峰電流I_peak小于閾值電流I_H的情況下，NMOS晶體管MN4的漏極電壓V_MN4,DS為高電平，通過(guò)三對(duì)反相器輸出電壓Vout低電平。

實(shí)際應(yīng)用中，電流比較器在對(duì)輸入電流進(jìn)行比較時(shí)采用統(tǒng)一的閾值電流，并且電流比較器的響應(yīng)速度過(guò)快，那么它對(duì)尖峰電流夾帶的噪聲敏感，將會(huì)使得輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn)，影響最終的判決結(jié)果。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的是為了解決傳統(tǒng)電流比較器采用統(tǒng)一的閾值電流，且因響應(yīng)速度過(guò)快，進(jìn)而對(duì)尖峰電流夾帶的噪聲敏感，導(dǎo)致輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn)，影響最終的判決結(jié)果的問(wèn)題，提供了一種帶遲滯功能的電流比較器。

本發(fā)明所述帶遲滯功能的電流比較器包括閾值電流控制單元、反相器INV0、反相器INV1、NMOS晶體管MN1～MN5、NMOS晶體管MN9～MN10、PMOS晶體管MP3和電流源Ipeak_current；

閾值電流控制單元的一號(hào)偏置電壓信號(hào)輸出端連接PMOS晶體管MP3的柵極；閾值電流控制單元的二號(hào)偏置電壓信號(hào)輸出端同時(shí)連接NMOS晶體管MN9的柵極和NMOS晶體管MN10的柵極；

PMOS晶體管MP3的源極連接直流電源VDD；PMOS晶體管MP3的漏極同時(shí)連接NMOS晶體管MN1的漏極及柵極、NMOS晶體管MN2的柵極和NMOS晶體管MN3的柵極；NMOS晶體管MN1的源極、NMOS晶體管MN2的源極和NMOS晶體管MN3的源極共同連接GND；

電流源Ipeak_current的負(fù)端同時(shí)連接NMOS晶體管MN2的漏極、NMOS晶體管MN4的漏極、NMOS晶體管MN10的漏極、NMOS晶體管MN5的柵極和反相器INV0的輸入端；

NMOS晶體管MN4的源極同時(shí)連接NMOS晶體管MN3的漏極和NMOS晶體管MN9的漏極；NMOS晶體管MN9的源極、NMOS晶體管MN10的源極、NMOS晶體管MN5的源極及漏極共同連接GND；

NMOS晶體管MN4的柵極同時(shí)連接反相器INV0的輸出端和反相器INV1的輸入端，反相器INV1的輸出端連接電流比較器的輸出端Vout。

優(yōu)選地，閾值電流控制單元包括電流源I0、電流源I1、NMOS晶體管MN6～MN8、NMOS晶體管MN11、PMOS晶體管MP1～MP2、基準(zhǔn)電阻R0、芯片外部引入電阻Rset和電壓比較器A0；

電流源I0的負(fù)端同時(shí)連接電壓比較器A0的反相輸入端和芯片外部引入電阻Rset的一端，芯片外部引入電阻Rset的另一端連接GND；電壓比較器A0的同相輸入端同時(shí)連接基準(zhǔn)電阻R0的一端和NMOS晶體管MN11的源極，基準(zhǔn)電阻R0的另一端連接GND；電壓比較器A0的輸出端連接NMOS晶體管MN11的柵極，NMOS晶體管MN11的漏極同時(shí)連接PMOS晶體管MP1的漏極及柵極、PMOS晶體管MP2的柵極和閾值電流控制單元的一號(hào)偏置電壓信號(hào)輸出端；PMOS晶體管MP1的源極和PMOS晶體管MP2的源極同時(shí)連接直流電源VDD；

電流源I1的負(fù)端同時(shí)連接NMOS晶體管MN6的漏極及柵極和NMOS晶體管MN7的柵極；NMOS晶體管MN6的源極、NMOS晶體管MN7的源極和NMOS晶體管MN8的源極共同連接GND；NMOS晶體管MN7的漏極同時(shí)連接PMOS晶體管MP2的漏極、NMOS晶體管MN8的漏極及柵極和閾值電流控制單元的二號(hào)偏置電壓信號(hào)輸出端。

優(yōu)選地，基準(zhǔn)電阻R0為芯片內(nèi)固化的電阻；芯片外部引入電阻Rset的阻值由芯片使用人員更換，以確定芯片外部引入電阻Rset的阻值大于基準(zhǔn)電阻R0的阻值或小于基準(zhǔn)電阻R0的阻值。

優(yōu)選地，確定芯片外部引入電阻Rset的阻值滿(mǎn)足條件R_set<R₀的情況下，當(dāng)電流比較器輸出高電平時(shí)，閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2，I_MN2為NMOS晶體管MN2支路電流；當(dāng)電流比較器輸出低電平時(shí)，閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN4，I_MN4為NMOS晶體管MN4支路電流。

優(yōu)選地，確定芯片外部引入電阻Rset的阻值滿(mǎn)足條件R_set>R₀的情況下，當(dāng)電流比較器輸出高電平時(shí)，閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN10，I_MN2為NMOS晶體管MN2支路電流，I_MN10為NMOS晶體管MN10支路電流；當(dāng)電流比較器輸出低電平時(shí)，閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN4+I_MN10，I_MN4為NMOS晶體管MN4支路電流。

優(yōu)選地，當(dāng)尖峰電流I_peak>I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出高電平，且進(jìn)行閾值電流切換；當(dāng)尖峰電流I_peak<I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出低電平，且進(jìn)行閾值電流切換。

本發(fā)明的有益效果是：提出帶有遲滯功能的電流比較器具有不同的閾值電流，能夠減小對(duì)尖峰電流夾雜噪聲的敏感程度，能穩(wěn)定的輸出電平，不輕易翻轉(zhuǎn)。這些結(jié)論已經(jīng)通過(guò)仿真得到驗(yàn)證。圖2給出了傳統(tǒng)電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線，曲線OUT為輸出電平。圖2給出兩組兩個(gè)周期內(nèi)仿真結(jié)果，M14～M17是四個(gè)高低電平跳變點(diǎn)，可以看出傳統(tǒng)電流比較器的尖峰電流上升到19.137uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，尖峰電流下降到18.975uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，兩尖峰電流差值為0.162uA。圖4給出了帶遲滯功能的電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線，曲線OUT為輸出電平。圖4給出兩組兩個(gè)周期內(nèi)仿真結(jié)果，M28～M31是四個(gè)高低電平跳變點(diǎn)，可以看出帶遲滯功能的電流比較器的尖峰電流上升到8.427uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，尖峰電流下降到3.467uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，兩尖峰電流差值為4.96uA。兩圖數(shù)據(jù)對(duì)比得出結(jié)論，當(dāng)尖峰電流夾雜噪聲時(shí)，傳統(tǒng)電流比較器將會(huì)較快的翻轉(zhuǎn)電平，而帶遲滯功能的電流比較器會(huì)較慢的對(duì)尖峰電流的變化做出響應(yīng)。

附圖說(shuō)明

圖1是傳統(tǒng)電流比較器的電路原理圖；

圖2是傳統(tǒng)電流比較器的瞬態(tài)仿真圖；

圖3是本發(fā)明所述帶遲滯功能的電流比較器的電路原理圖；

圖4是本發(fā)明所述帶遲滯功能的電流比較器的瞬態(tài)仿真圖。

具體實(shí)施方式

具體實(shí)施方式一：下面結(jié)合圖2至圖4說(shuō)明所述帶遲滯功能的電流比較器的工作原理。

在闡述傳統(tǒng)電流比較器電路中，由于電流比較器在對(duì)尖峰電流I_peak和閾值電流I_H進(jìn)行比較時(shí)采用統(tǒng)一的閾值電流，因此電流比較器對(duì)尖峰電流I_peak夾帶的噪聲敏感，將會(huì)使得輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn)。圖3提出的是本實(shí)施方式所述帶遲滯功能的電流比較器，解決了常用的電流比較器采用統(tǒng)一閾值電流所帶來(lái)的對(duì)尖峰電流夾帶噪聲敏感，出現(xiàn)不必要電平翻轉(zhuǎn)的情況。

圖3所示比較器中的閾值電流不是一個(gè)定值，其大小在閾值電流控制單元1的控制下根據(jù)不同情況選擇切換為不同值，閾值電流控制單元1給MP3的柵極提供偏置電壓，一號(hào)偏置電壓信號(hào)即為MP1的柵電壓，二號(hào)偏置電壓信號(hào)即為MN8的柵電壓，MP3產(chǎn)生隨Rset和R0阻值變化而變化但一直存在的電流I_MP3，并被鏡像到NMOS晶體管MN2支路，用于參與產(chǎn)生閾值電流；閾值電流控制單元1給MN9和MN10的柵極提供偏置電壓，令MN9、MN10支路產(chǎn)生電流I_MN9、I_MN10，用于參與產(chǎn)生閾值電流。

遲滯電流比較器設(shè)置了芯片外部引入電阻Rset，來(lái)參與調(diào)控電流比較器閾值電流I_H大小?；鶞?zhǔn)電阻R0被芯片設(shè)計(jì)者集成在芯片內(nèi)部，其阻值R₀由設(shè)計(jì)人員根據(jù)希望得到的閾值電流來(lái)設(shè)計(jì)。芯片外部引入電阻Rset是使用芯片的工作人員來(lái)選擇設(shè)置其阻值大小，Rset引入的目的是為了芯片使用人員能根據(jù)需要選擇閾值電流的方案(后續(xù)會(huì)介紹方案的詳細(xì)內(nèi)容)，Rset和R0都是用來(lái)設(shè)置閾值電流大小，控制電平翻轉(zhuǎn)點(diǎn)。

PMOS晶體管MP1、MP2、MP3的支路電流可以表示為：

式中：R_set為芯片外部引入電阻Rset的阻值，R₀為基準(zhǔn)電阻R0的阻值。

并且電流源I0產(chǎn)生的電流I₀、I1產(chǎn)生的電流I₁相等亦等于NMOS晶體管MN7支路電流。當(dāng)芯片使用人員將外部引入電阻選擇為R_set>R₀狀況時(shí)，PMOS晶體管MP2支路電流大于NMOS晶體管MN7支路電流，使得NMOS晶體管MN9、MN10有電流流過(guò)；當(dāng)芯片使用人員將外部引入電阻選擇為R_set<R₀狀況時(shí)，PMOS晶體管MP2支路電流小于NMOS晶體管MN7支路電流使得NMOS晶體管MN9、MN10無(wú)電流流過(guò)。下面分別介紹這兩種選擇的工作原理，介紹閾值電流的切換方案，及電流比較器延時(shí)輸出的工作過(guò)程：

第一種情況：芯片使用人員選擇R_set<R₀，尖峰電流I_peak大于NMOS晶體管MN2、MN4支路電流之和(二者之和I_MN2+I_MN4作為閾值電流I_H)，多余電流將對(duì)NMOS晶體管MN5的MOS電容的柵極充電，此處MOS電容指將MOSFET柵極作為上極板、源極漏極襯底作為下極板而形成的電容，其電荷不斷積累(延時(shí)過(guò)程)，直至柵電壓升為高電平。反相器INV0的輸入為高電位的柵電壓，則INV0輸出為低電平并控制NMOS晶體管MN4關(guān)斷，支路電流為零。將閾值電流由原來(lái)的MN2、MN4支路電流之和改變?yōu)镸N2支路電流，閾值電流I_H下降。同時(shí)INV1輸出Vout＝1。綜上，當(dāng)I_peak>I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出高電平，且閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2。

當(dāng)尖峰電流I_peak小于MN2支路電流(切換后的閾值電流I_H＝I_MN2)，MN2支路缺少的電流將從MOS電容MN5抽取，MN5的柵電位下降。反相器INV0的輸入為低電位的柵電壓，INV0輸出為高電平并控制NMOS晶體管MN4開(kāi)啟，MN4支路有電流。將閾值電流由MN2支路電流值改變?yōu)镸N2、MN4支路電流之和(I_H＝I_MN2+I_MN4)，閾值電流I_H上升，同時(shí)INV1輸出Vout＝0。綜上，當(dāng)I_peak<I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出低電平，且閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN4。

第二種情況：芯片使用人員選擇R_set>R₀，尖峰電流I_peak大于NMOS晶體管MN2、MN4支路電流與NMOS晶體管MN10流過(guò)電流之和(三者之和作為閾值電流I_H，即I_H＝I_MN2+I_MN4+I_MN10)，多余電流將對(duì)NMOS晶體管MN5的MOS電容的柵端充電，其電荷不斷積累，延時(shí)一段時(shí)間后柵電壓升為高電平。反相器INV0的輸入為高電位的柵電壓，INV0輸出為低電平并控制NMOS晶體管MN4關(guān)斷，MN4支路電流為零。將閾值電流由MN2、MN4支路電流與NMOS晶體管MN10流過(guò)電流之和，改變?yōu)镸N2與NMOS晶體管MN10流過(guò)電流之和，閾值電流I_H下降。綜上，當(dāng)I_peak>I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出高電平，且閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN10。

當(dāng)尖峰電流I_peak小于MN2支路電流與NMOS晶體管MN10流過(guò)電流之和(切換后的閾值電流)，MN2支路和MN10支路缺少的電流將從MOS電容MN5抽取，MN5的柵電位下降。反相器INV0的輸入為低電位的柵電壓，INV0輸出為高電平并控制NMOS晶體管MN4開(kāi)啟，MN4支路有電流。將閾值電流由MN2支路電流與MN10流過(guò)電流之和，改變?yōu)镸N2、MN4支路電流與MN10流過(guò)電流之和，閾值電流I_H上升。綜上，當(dāng)I_peak<I_H時(shí)，電流比較器延時(shí)輸出低電平，且閾值電流I_H切換為I_H＝I_MN2+I_MN4+I_MN10。

帶遲滯功能的電流比較器，當(dāng)輸出為低電平或者高電平時(shí)，自動(dòng)切換另一個(gè)值作為下一次尖峰電流比較對(duì)象的閾值電流，避免了尖峰電流夾帶的噪聲對(duì)輸出電平的影響。

圖2給出了傳統(tǒng)電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線，曲線OUT為輸出電平。從圖2可以看出傳統(tǒng)電流比較器的尖峰電流上升到19.137uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，尖峰電流下降到18.975uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，兩尖峰電流差值為0.162uA。圖4給出了帶遲滯功能的電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線，曲線OUT為輸出電平。從圖4可以看出帶遲滯功能的電流比較器的尖峰電流上升到8.427uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，尖峰電流下降到3.467uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，兩尖峰電流差值為4.96uA。兩圖數(shù)據(jù)對(duì)比得出結(jié)論，當(dāng)尖峰電流夾雜噪聲時(shí)，傳統(tǒng)電流比較器將會(huì)較快的翻轉(zhuǎn)電平，而帶遲滯功能的電流比較器會(huì)較慢的對(duì)尖峰電流變化做出響應(yīng)。