本發(fā)明屬于電子電路技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種通過結(jié)合IGBT器件特性提出的適用于IGBT的驅(qū)動電路。

背景技術(shù)：

IGBT柵極驅(qū)動集成電路是HVIC(高壓集成電路)的典型電路之一，由于其高可靠性，面積小，效果高等特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于家用電器與工業(yè)設(shè)備、航空、航天、武器系統(tǒng)等方面。HVIC的一個重要部分是對IGBT的驅(qū)動控制，但是不合理的驅(qū)動會產(chǎn)生高dv/dt和di/dt，而高dv/dt及di/dt開關(guān)驅(qū)動對IGBT的可靠性提出了極大的挑戰(zhàn)，極易導(dǎo)致IGBT的損壞。

通常導(dǎo)致IGBT性能衰減，甚至損壞的原因主要在于對IGBT關(guān)斷機(jī)理及對關(guān)斷過程中電壓和電流的變化規(guī)律認(rèn)識不清，導(dǎo)致無法合理解釋使用過程中出現(xiàn)的電流拖尾長等現(xiàn)象。

因此，深入地結(jié)合IGBT器件的特性，合理地設(shè)計驅(qū)動電路已成為當(dāng)今IGBT驅(qū)動電路的一個熱門領(lǐng)域。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的，就是結(jié)合IGBT器件特性，提出一種IGBT驅(qū)動電路，在關(guān)斷階段采用變斜率驅(qū)動，在不需要額外的RC無源吸收網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上解決了關(guān)斷期間電流拖尾長及產(chǎn)生的浪涌電壓問題，同時提高了電路抗dv/dt和di/dt特性，減小關(guān)斷過程的過沖電壓并改善了整體的電磁干擾特性。

本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種IGBT驅(qū)動電路，包括第一反相器INV1、第二反相器INV2、第三反相器INV3、第四反相器INV4、第五反相器INV5、第六反相器INV6、第七反相器INV7、第八反相器INV8、PMOS管MP1、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、電阻R和兩輸入與非門NOR2_1，

第一反相器INV1的輸入端接輸入信號IN，其輸出端接第二反相器INV2的輸入端和兩輸入與非門NOR2_1的第一輸入端；

第三反相器INV3的輸入端接第二反相器INV2的輸出端，其輸出端接第四反相器INV4的輸入端；

PMOS管MP1和第一NMOS管MN1的柵極接第四反相器INV4的輸出端，其漏極互連并作為驅(qū)動電路的輸出端輸出信號OUT，PMOS管MP1的源極接外部電源電壓VDD，第一NMOS管MN1的源極接地VSS；

電阻R的一端接驅(qū)動電路的輸出端，另一端第五反相器INV5的輸入端；

第六反相器INV6輸入端接第五反相器INV5的輸出端，其輸出端接兩輸入與非門NOR2_1的第二輸入端；

第七反相器INV7的輸入端接兩輸入與非門NOR2_1的輸出端，其輸出端接第八反相器INV8的輸入端；

第二NMOS管MN2的柵極接第八反相器INV8的輸出端，其漏極接驅(qū)動電路的輸出端，其源極接地VSS。

本發(fā)明的有益效果為：采用多級的反相器，通過第一反相器INV1到第四反向器INV4的反相器內(nèi)部NMOS和PMOS的并聯(lián)數(shù)m逐級增大，以及寬長比的改變，使得驅(qū)動電路的電阻減小，驅(qū)動電流逐級增大；在關(guān)斷階段采用變斜率驅(qū)動，通過電阻R和第五反向器INV5的特殊尺寸設(shè)計將關(guān)斷過程分為兩個階段，T2至T3階段僅有第一NMOS管MN1導(dǎo)通，電路處于慢放電狀態(tài)，使得電路能夠抗更高的di/dt，有利于改善過沖電壓，解決了關(guān)斷期間產(chǎn)生的浪涌電壓問題；T3至T4階段，經(jīng)過由電阻R和第五反向器INV5設(shè)計的延時之后第二NMOS管MN2導(dǎo)通，電路進(jìn)入快放電狀態(tài)，加速整個IGBT的關(guān)斷過程，降低開關(guān)損耗，另外加大了放電電流，使得拖尾時間大幅減少；本發(fā)明不需要額外的RC無源吸收網(wǎng)絡(luò)，避免了傳統(tǒng)RC吸收回路所造成的阻尼損耗；由于保證了關(guān)斷過程的驅(qū)動電路的下拉能力，且后邊階段的電阻值較低，使得電路能夠抗更高的dv/dt，改善了整體電路的電磁干擾特性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明提供的一種IGBT驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2為IGBT結(jié)構(gòu)等效原理圖。

圖3為IGBT的開啟和關(guān)斷全過程示意圖。

圖4為傳統(tǒng)RC吸收回路的結(jié)構(gòu)示意圖。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明采用變斜率驅(qū)動方法，如圖1所示為本發(fā)明的一種實(shí)現(xiàn)形式，包括第一反相器INV1、第二反相器INV2、第三反相器INV3、第四反相器INV4、第五反相器INV5、第六反相器INV6、第七反相器INV7、第八反相器INV8、PMOS管MP1、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、電阻R和兩輸入與非門NOR2_1，第一反相器INV1的輸入端接輸入信號IN，其輸出端接第二反相器INV2的輸入端和兩輸入與非門NOR2_1的第一輸入端；第三反相器INV3的輸入端接第二反相器INV2的輸出端，其輸出端接第四反相器INV4的輸入端；PMOS管MP1和第一NMOS管MN1的柵極接第四反相器INV4的輸出端，其漏極互連并作為驅(qū)動電路的輸出端輸出信號OUT，PMOS管MP1的源極接外部電源電壓VDD，第一NMOS管MN1的源極接地VSS；電阻R的一端接驅(qū)動電路的輸出端，另一端第五反相器INV5的輸入端；第六反相器INV6輸入端接第五反相器INV5的輸出端，其輸出端接兩輸入與非門NOR2_1的第二輸入端；第七反相器INV7的輸入端接兩輸入與非門NOR2_1的輸出端，其輸出端接第八反相器INV8的輸入端；第二NMOS管MN2的柵極接第八反相器INV8的輸出端，其漏極接驅(qū)動電路的輸出端，其源極接地VSS。

下面結(jié)合IGBT結(jié)構(gòu)來說明本發(fā)明的創(chuàng)新和優(yōu)勢，如圖2所示，IGBT等效為一個MOSFET M與一個三極管Q，圖中標(biāo)識了與其驅(qū)動設(shè)計相關(guān)的寄生器件，C_GC為IGBT的柵極集電極寄生電容，C_GE為IGBT柵極與發(fā)射極(源極)寄生電容，R_G為IGBT柵極寄生電阻。

通過IGBT的等效模型以及相關(guān)寄生參數(shù)，首先對IGBT的關(guān)斷過程進(jìn)行描述。如圖3所示，IGBT的關(guān)斷過程分為四部分：T0-T1為關(guān)斷延遲時間，T1-T2為關(guān)斷過程中電壓上升到10％到電流下降到90％時間，T2-T3為關(guān)斷下降時間的第一部分，T3-T4為關(guān)斷下降時間的第二部分。

下面根據(jù)圖2和圖3實(shí)線所示詳細(xì)分析上述過程：在IGBT關(guān)斷T0～T1和T1～T2過程中，MOSFET的門極電壓V_GS減小至密勒平臺電壓V_miller，而漏源電流I_DS保持不變。由圖2可知，由于圖2等效結(jié)構(gòu)中的三極管Q基極電流I_b＝I_DS，三極管Q的集射極電流I_CE受I_b控制，所以，在IGBT關(guān)斷T0～T1和T1～T2過程中，I_CE電流仍然保持不變，IGBT的集射極電流I_CE保持不變?？梢?，IGBT關(guān)斷T0～T1和T1～T2過程為MOSFET行為，其時間分別為：

其中，R_G為柵極驅(qū)動電阻，C_GE和C_GC為柵源電容和柵漏電容，g_fs為柵源跨導(dǎo)，V_GH為柵控電壓，V_GS(th)為閾值電壓，I_DS(max)為溝道電流的最大值，V_DM為漏源電壓最大值，V_ON為MOSFET導(dǎo)通壓降。

由(1)和(2)式可知，IGBT關(guān)斷t_T0～T1和t_T1～T2時間由MOSFET固有參數(shù)決定。所以對于確定的IGBT來說，其關(guān)斷t_T0～T1和t_T1～T2時間也是確定的。

在T2～T3階段，當(dāng)圖2所示等效結(jié)構(gòu)中三極管Q集電極與射極電壓V_CE達(dá)到母線電壓V_DC，IGBT的集電極電流開始快速地減小，變化率可寫為

其中，L_s為線路中的寄生電感，I_L為負(fù)載電流。

電流下降產(chǎn)生的高di_c/dt引起T2～T3后期電壓V_CE的過沖，其幅度主要取決于電路中的寄生電感L_s和二極管的正向恢復(fù)電壓。若只考慮前者，可得

而T3～T4階段n-區(qū)過剩載流子空穴復(fù)合過程較慢，因此，會引起IGBT關(guān)斷過程拖尾電流現(xiàn)象。

在一般的IGBT高壓串聯(lián)閥的工作過程中，由式(4)可知，線路上的寄生電感L_s會在IGBT串聯(lián)關(guān)斷瞬間產(chǎn)生關(guān)斷浪涌過電壓。因此需要增加吸波電路來保證串聯(lián)閥在安全工作區(qū)域內(nèi)運(yùn)行，防止IGBT的損壞。圖4為一種適用于IGBT應(yīng)用的傳統(tǒng)無源吸收網(wǎng)絡(luò)，其主要為RC充放電吸收電路，基本原理是利用阻尼電容吸收IGBT電壓過沖，同時減少各參數(shù)分散性對IGBT串聯(lián)電壓不平衡的影響。傳統(tǒng)RC吸收電路在充放電時由于電流要經(jīng)過電阻，因此阻尼損耗較大。且較大的阻尼電阻，將影響高頻下阻尼回路的吸收效果，然而較小的阻尼電阻容易增加IGBT串聯(lián)閥組件開通電流過沖，因此傳統(tǒng)的RC吸收電路的設(shè)計不靈活。

本發(fā)明的工作原理為：

驅(qū)動電路采用多級的反相器，通過INV1到INV4的反相器內(nèi)部NMOS和PMOS的并聯(lián)數(shù)m逐級增大，以及寬長比的改變，使得驅(qū)動電路的電阻減小，驅(qū)動電流逐級增大。

在關(guān)斷階段本發(fā)明采用變斜率驅(qū)動，在不需要額外的RC無源吸收網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上減小關(guān)斷過程的過沖電壓，解決了關(guān)斷期間產(chǎn)生的浪涌電壓問題；同時提高了電路抗dv/dt特性并改善了整體的電磁干擾特性，以下針對上述優(yōu)勢進(jìn)行分點(diǎn)說明：

本發(fā)明提供的一種IGBT驅(qū)動電路全圖如圖1所示，IGBT驅(qū)動電路的輸出信號OUT為高時認(rèn)為控制IGBT導(dǎo)通，輸出信號OUT為低時認(rèn)為控制IGBT關(guān)閉，從圖1可以得出在控制IGBT開啟的過程中與傳統(tǒng)驅(qū)動類似，這是由于泄漏電感對電路的沖擊主要在關(guān)斷階段，開啟階段沒有什么影響，因此，可以采用快速充電的方式。而在關(guān)斷過程中，通過電阻R和第五反向器INV5的特殊尺寸設(shè)計將關(guān)斷過程分為兩個階段，第一階段為T3之前的關(guān)斷過程，第二階段為T3之后的過程，如圖3的虛線部分所示。具體為T3之前僅有第一NMOS管MN1導(dǎo)通，電路處于慢放電狀態(tài)，使得電路能夠抗更高的di/dt，有利于改善過沖電壓，解決了關(guān)斷期間產(chǎn)生的浪涌電壓問題。經(jīng)過由電阻R和第五反向器INV5設(shè)計的延時之后第二NMOS管MN2導(dǎo)通，電路進(jìn)入快放電狀態(tài)，加速整個IGBT的關(guān)斷過程，降低開關(guān)損耗，另外加大了放電電流，使得拖尾時間大幅減少。此處電阻R和第五反向器INV5的設(shè)計需要作考慮，第五反向器INV5的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)需要設(shè)計在較低值，如0.2VCC～0.25VCC，VCC為反相器INV5的供電電壓；同時，為產(chǎn)生和T0～T3同比的時間，首先需要將電阻R值設(shè)計在較大值，然后第五反向器INV5的PMOS管和NMOS管尺寸較大以保證較大的寄生電容，電阻R與INV5的PMOS管和NMOS管尺寸設(shè)計可參考如下公式：

其中C_GPMOS為INV5的PMOS管的寄生電容，W、L分別為INV5的PMOS溝道寬度及長度，C_OX為單位面積柵氧化層的電容值，t_T0～T3為IGBT關(guān)段過程T0～T3階段的時間，該時間可以通過IGBT的參數(shù)預(yù)測或者是根據(jù)業(yè)界值估計。

通過上述兩段斜率驅(qū)動有效地改善了電磁干擾特性以及減小了關(guān)斷過程的上沖電壓。同時由于保證了關(guān)斷過程的驅(qū)動電路的下拉能力，且后邊階段的電阻值較低，使得電路能夠抗更高的dv/dt，由于較高的dv/dt會導(dǎo)致差的電磁干擾特性，電路能夠抗更高的dv/dt，就可以改善電磁干擾特性。

通過以上分析，可以看出本發(fā)明根據(jù)IGBT的本身的特性，在有效的防止di/dt和dv/dt過大的基礎(chǔ)上，同時避免了傳統(tǒng)RC吸收回路所造成的阻尼損耗，又加快了IGBT的關(guān)斷過程，減小了整個芯片的損耗。

本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以根據(jù)本發(fā)明公開的這些技術(shù)啟示做出各種不脫離本發(fā)明實(shí)質(zhì)的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發(fā)明的保護(hù)范圍內(nèi)。