本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)領(lǐng)域，具體的來(lái)說(shuō)，是指一種三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路。

背景技術(shù)：

在電力電子技術(shù)中，載波頻率固定的脈寬調(diào)制技術(shù)已被廣泛應(yīng)用。該技術(shù)基于伏秒平衡等效原理，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)器件通斷來(lái)決定占空比以調(diào)制出不同波形，但其輸出電壓在載波頻率及其倍頻處存在幅值較大的諧波，對(duì)電力系統(tǒng)的危害十分廣泛：于系統(tǒng)而言，這些諧波是主要的電磁干擾源，諧波降低了系統(tǒng)的電磁兼容品質(zhì)，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)绊懴到y(tǒng)中其他器件和設(shè)備的正常運(yùn)行；于負(fù)載而言，諧波會(huì)引起不期望的損耗，產(chǎn)生機(jī)械振動(dòng)和空氣噪聲；在目標(biāo)識(shí)別領(lǐng)域，利用諧波頻譜作為目標(biāo)特征，可對(duì)艦船進(jìn)行跟蹤和識(shí)別，由此，諧波的存在還會(huì)影響艦船的隱身性能。

隨著電力電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，已有大量文獻(xiàn)針對(duì)固定載波頻率脈寬調(diào)制技術(shù)存在的上述問(wèn)題提出了不同的解決辦法：研究人員或從調(diào)制方法本身入手，對(duì)脈寬調(diào)制技術(shù)進(jìn)行改進(jìn)；或從系統(tǒng)外部入手，被動(dòng)地增設(shè)濾波、減振設(shè)備，以減小諧波影響，達(dá)到減小電磁干擾、消除噪音等目的。這些方法存在的缺點(diǎn)也非常明顯，比如特定諧波消去法：當(dāng)功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不相同時(shí)，對(duì)應(yīng)的脈寬調(diào)制控制規(guī)律就不相同，此時(shí)，關(guān)于諧波消除的非線性方程就得重新計(jì)算——該方法只是針對(duì)具體主電路拓?fù)鋺?yīng)用時(shí)的優(yōu)化方案，并無(wú)普適價(jià)值，并且特定諧波消去法的非線性方程的計(jì)算也非常復(fù)雜，多采用離線的查表法，需要大的數(shù)據(jù)表；而附加的濾波減振設(shè)備通常會(huì)占用一定空間、 增加設(shè)備重量。對(duì)于空間和載重有限制的諸多軍用裝備，這無(wú)疑不是理想的解決辦法。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是針對(duì)載波頻率固定的脈寬調(diào)制輸出電壓在載波頻率及其倍頻處存在幅值較大的諧波的問(wèn)題，而提出的一種三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路，達(dá)到了分散諧波能量的目的；與此同時(shí)，輸出電壓的諧波畸變率THD保持不變。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的一種三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路，其特殊之處在于，包括系統(tǒng)時(shí)鐘模塊、計(jì)數(shù)器模塊、Rom模塊和隨機(jī)三角載波處理模塊；

所述系統(tǒng)時(shí)鐘模塊用于系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)；

所述計(jì)數(shù)器模塊用于根據(jù)實(shí)時(shí)系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)輸出計(jì)數(shù)；

所述Rom模塊用于以所述計(jì)數(shù)為地址，取出存儲(chǔ)的隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i，并將所述隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i傳送至隨機(jī)三角載波處理模塊；

所述隨機(jī)三角載波處理模塊用于根據(jù)所述隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i生成隨機(jī)三角載波并輸出至調(diào)制主電路。

進(jìn)一步地，所述脈寬調(diào)制電路基于FPGA實(shí)現(xiàn)。隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i存儲(chǔ)于FPGA，解決了現(xiàn)有研究中實(shí)時(shí)產(chǎn)生隨機(jī)載波序列導(dǎo)致運(yùn)算量負(fù)擔(dān)過(guò)大的難題；同時(shí)，這一措施還可以保證隨機(jī)三角載波脈寬調(diào)制的實(shí)時(shí)性能。

更進(jìn)一步地，所述隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i由隨機(jī)三角載波周期T_i和系統(tǒng)時(shí)鐘模塊的輸出主頻f決定。由此，隨機(jī)三角載波周期T_i的范圍可以預(yù)先控制，避免因隨機(jī)載波頻率范圍過(guò)高而造成損耗過(guò)大，也可以避免因開(kāi)關(guān)頻率過(guò)低而造成機(jī)械振動(dòng)過(guò)強(qiáng)的問(wèn)題。

更進(jìn)一步地，所述隨機(jī)三角載波處理模塊根據(jù)所述隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i的值判斷輸出高脈沖或者低脈沖。這一過(guò)程僅需FPGA即可實(shí)現(xiàn)，避免了現(xiàn)有研究中將需要將FPGA和DSP組合才能進(jìn)行隨機(jī)脈寬調(diào)制的缺點(diǎn)。

本發(fā)明的原理如下：首先，從頻域諧波分布的角度出發(fā)對(duì)隨機(jī)載波脈寬調(diào)制技術(shù)輸出電壓在頻域內(nèi)能量分散的原理進(jìn)行了理論推導(dǎo)。單相全橋式變頻器的主電路拓?fù)淙鐖D1所示，以正弦脈寬調(diào)制為例，其通過(guò)固定頻率的載波對(duì)正弦信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。其中，U_C為頻率固定的載波信號(hào)，U_S是正弦波調(diào)制信號(hào)；當(dāng)?shù)谝婚_(kāi)關(guān)S₁和第四開(kāi)關(guān)S₄導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓U_AB為+U/2，當(dāng)?shù)诙_(kāi)關(guān)S₂和第三開(kāi)關(guān)S₃導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓U_AB為-U/2；而當(dāng)?shù)谝婚_(kāi)關(guān)S₁和第二開(kāi)關(guān)S₂導(dǎo)通或者第三開(kāi)關(guān)S₃和第四開(kāi)關(guān)S₄導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓U_AB為0；改變+U/2和-U/2的寬度比，可以得到所期望的正弦脈寬調(diào)制輸出電壓如(a)所示。

其次，采用平均對(duì)稱規(guī)則采樣時(shí)，固定載波頻率正弦脈寬調(diào)制的局部放大圖如(b)所示，用對(duì)稱規(guī)則采樣時(shí)的局部放大圖如(c)所示；U為圖1中直流端輸入電壓；脈沖寬度W由脈沖中心點(diǎn)ω_st＝0時(shí)刻(ω_s是采樣角頻率，t為時(shí)間)采樣得到的正弦調(diào)制信號(hào)U_S＝acosω₀t(ω₀是基頻角頻率，a為調(diào)制深度)的數(shù)值來(lái)決定，并且相應(yīng)脈沖以采樣點(diǎn)為中心對(duì)稱，可得：

其中U_A為圖1中A點(diǎn)的電壓，θ1、θ2、θ3、θ4分別為θ＝ω_st中π/2、π、3/2π、2π四個(gè)不同時(shí)刻的角度值；

對(duì)作傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)，可以得到下式：

a_n、b_n分別為進(jìn)行傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)后的系數(shù)，其中a₀＝acosω₀t(a為調(diào)制深度，ω₀為基波角頻率，n為自然數(shù))；可見(jiàn)，當(dāng)ω₀固定時(shí)， 式(1)右側(cè)中第一項(xiàng)acosω₀t值也確定，即第一項(xiàng)為直流部分，而第二項(xiàng)隨載波頻率的變化而變化，為諧波成分；利用第一類貝塞爾函數(shù)對(duì)第二項(xiàng)的諧波成分H進(jìn)行分析，可得：

其中，J_k為第一類貝塞爾函數(shù)(當(dāng)l＝1，3，…時(shí)，n＝2，4，…；l＝0，2，…時(shí)，n＝1，3，…；k＝1，2，…)。

根據(jù)(2)的約減結(jié)果，可知固定載波頻率的正弦脈寬調(diào)制輸出諧波幅值A(chǔ)為：

A＝(4U/nπ)×J_k(anπ/2) (3)

同時(shí)，可以求得輸出電壓的諧波畸變率(THD)為：

對(duì)于的單相主電路而言，當(dāng)IGBT模塊3導(dǎo)通時(shí)，必然第一開(kāi)關(guān)S₁和第四開(kāi)關(guān)S₄或者是第二開(kāi)關(guān)S₂和第三開(kāi)關(guān)S₃同時(shí)導(dǎo)通，即有A和B電位相反，因此，輸出電壓U_AB＝U_A-U_B＝U，基波和諧波幅值將是式(1)、(2)中計(jì)算結(jié)果的兩倍。當(dāng)調(diào)制信號(hào)為正弦信號(hào)、載波信號(hào)為載波時(shí)，上述公式推導(dǎo)了關(guān)于單相脈寬調(diào)制輸出電壓的諧波，可知：

(1)針對(duì)基波部分ω₀，其幅值為aU；

(2)針對(duì)諧波部分nω_s+kω₀，其幅值為(4U/nπ)×J_k(anπ/2)；

(3)基波幅值只與調(diào)制深度a相關(guān)；

(4)輸出電壓的THD僅與調(diào)制深度相關(guān)。

基于上述分析可知，式(1)右側(cè)中，第二項(xiàng)為諧波成分。由于cos(nω_st)的傅里葉變換為單位脈沖函數(shù)：

而單位脈沖函數(shù)與式(1)中定值部分在頻域內(nèi)為卷積，根據(jù)單位脈沖函數(shù)在頻域內(nèi)的特性可知：頻域內(nèi)任何函數(shù)與單位脈沖函數(shù)的卷積即為對(duì)該函數(shù)在頻域內(nèi)的搬移。即知，對(duì)于固定載波頻率的脈寬調(diào)制技術(shù)每一次的n取值而言，式(1)第二項(xiàng)的諧波成分在頻域內(nèi)的分布計(jì)算可視為其在載波頻率及其倍數(shù)頻率處對(duì)(4/nπ)sin[(nπ/2)sin(ω₀t)+(nπ/2)]傅里葉變換后幅值的搬移；在頻域內(nèi)對(duì)于所有n取值的諧波計(jì)算，相當(dāng)于同一載波的不同次諧波在載波及其倍數(shù)頻率處進(jìn)行分布，對(duì)于不同的次數(shù)n，諧波的頻譜幅值也就會(huì)在載波及其倍數(shù)頻率處進(jìn)行疊加。

與同樣的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，只要將調(diào)制主電路輸入部分的三角載波用隨機(jī)三角載波信號(hào)替換，便可得到類似式(2)的表達(dá)式。即將隨機(jī)分布的三角載波頻率引入，可以得到式：

其中，隨機(jī)三角載波頻率的均值為f_av，由隨機(jī)三角載波頻率引起的角度變化由頻率均值引起的2πnf_av部分與實(shí)時(shí)角度差值部分φ(t)組成。此時(shí)，三角載波斜率脈寬調(diào)制技術(shù)的示意圖如所示。隨機(jī)地改變?nèi)禽d波斜率，則三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制相當(dāng)于在一定的時(shí)間內(nèi)增加若干個(gè)隨機(jī)分布的載波頻率。

因此，單相全橋式變頻器的主電路拓?fù)浞治鼋Y(jié)合式(7)可以對(duì)三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制做相應(yīng)公式推導(dǎo)，類似地能夠得到三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制的諧波特性：

(1)基波分量中不包含隨機(jī)載波頻率，不隨載波變化，基波頻域幅值不改變；

(2)隨機(jī)的改變載波載波頻率均值等于固定載波頻率脈寬調(diào)制的載波頻率；載波頻率隨機(jī)改變，那么頻譜譜線間間距會(huì)減小，這樣 的減小是因?yàn)檩d波頻率的個(gè)數(shù)變化而導(dǎo)致的，并非單一載波頻率的值增加或開(kāi)關(guān)頻率的變化而導(dǎo)致；

(3)載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制所做的并不是減小噪聲總的分貝數(shù)，而是將原本幅值較大的諧波進(jìn)行搬移，達(dá)到分散諧波能量的目的；與此同時(shí)，諧波畸變率THD不變。

本設(shè)計(jì)三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路通過(guò)既定的隨機(jī)數(shù)在隨機(jī)載波處理模塊生成的隨機(jī)載波頻率，相當(dāng)于在一定的時(shí)間內(nèi)增加若干個(gè)隨機(jī)分布的載波頻率，使得原本集中于在載波及其倍頻處的諧波幅值被抑制，且與固定載波脈寬調(diào)制時(shí)的輸出電壓的諧波畸變率THD基本保持一致，極大地改善了電源品質(zhì)。

本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于：能夠在不改變脈寬調(diào)制主電路拓?fù)涞那闆r下，從源頭上降低電力系統(tǒng)內(nèi)部電磁干擾、減小機(jī)械振動(dòng)和噪聲，為有效解決電力系統(tǒng)內(nèi)部的電磁干擾問(wèn)題和系統(tǒng)外部的振動(dòng)噪聲問(wèn)題提供了新的途徑；減振降噪不依賴于附加設(shè)備，縮減了濾波和減振成本，節(jié)約了系統(tǒng)資源。

附圖說(shuō)明

圖1為單相全橋式變頻器的主電路拓?fù)鋱D；

圖2a為正弦脈寬調(diào)制輸出電壓波形圖；

圖2b為固定載波頻率正弦脈寬調(diào)制電壓波形圖；

圖2c為固定載波頻率正弦脈寬調(diào)制電壓波形圖；

圖3為三角載波斜率脈寬調(diào)制電壓波形圖；

圖4為本發(fā)明一種三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路的結(jié)構(gòu)框圖；

圖5為圖1中隨機(jī)三角載波處理模塊處理的流程圖；

圖6為圖1中隨機(jī)三角載波處理模塊的輸出脈沖；

圖7為三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制輸出電壓波形頻譜及頻譜分布圖；

圖8為固定載波頻率的脈寬調(diào)制輸出電壓波形及頻譜分布圖。

圖中：系統(tǒng)時(shí)鐘模塊1-1、計(jì)數(shù)器模塊1-2、Rom模塊1-3和隨機(jī)三角載波處理模塊1-4，調(diào)整主電路2，IGBT模塊3。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述。

如圖4所示，本發(fā)明一種三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制電路，通過(guò)FPGA實(shí)現(xiàn)，包括系統(tǒng)時(shí)鐘模塊1-1、計(jì)數(shù)器模塊1-2、Rom模塊1-3和隨機(jī)三角載波處理模塊1-4。系統(tǒng)時(shí)鐘模塊1-1輸出主頻f(比如50MHz時(shí)，系統(tǒng)計(jì)數(shù)最小時(shí)間為0.02微秒)，計(jì)數(shù)器模塊1-2、Rom模塊1-3以及隨機(jī)載波處理模塊1-4的時(shí)鐘均與系統(tǒng)時(shí)鐘1-1相連，計(jì)數(shù)器模塊1-2收到系統(tǒng)時(shí)鐘模塊1-1發(fā)出的系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行計(jì)數(shù)，并輸出計(jì)數(shù)至Rom模塊1-3，Rom模塊1-3以計(jì)數(shù)為地址，從Rom中取出所存的隨機(jī)數(shù)據(jù)，并將隨機(jī)數(shù)據(jù)傳送至隨機(jī)載波處理模塊1-4。

根據(jù)需要，生成隨機(jī)數(shù)存儲(chǔ)于Rom模塊1-3，隨機(jī)數(shù)在隨機(jī)載波處理模塊1-4生成的隨機(jī)載波頻率f_i(對(duì)應(yīng)的隨機(jī)載波周期為T_i)的平均值f_av(n為隨機(jī)載波個(gè)數(shù)，f_i為第i個(gè)載波頻率)要與固定載波頻率的脈寬調(diào)制時(shí)的頻率f_c相等以保證在相同的時(shí)間內(nèi)開(kāi)關(guān)次數(shù)相等，即開(kāi)關(guān)損耗不變(比如，基頻為50Hz、固定載波頻率為5KHz的脈寬調(diào)制時(shí)，在0.02秒內(nèi)生成的隨機(jī)載波為100個(gè)，這100個(gè)隨機(jī)載波頻率平均值必須為5KHz)。

利用本發(fā)明實(shí)現(xiàn)三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制的方法，是通過(guò)固定頻率的載波對(duì)隨機(jī)三角載波進(jìn)行調(diào)制的過(guò)程。其中隨機(jī)三角載波的產(chǎn)生方法包括如下步驟：

1)設(shè)定隨機(jī)三角載波頻率平均值f_av，隨機(jī)三角載波個(gè)數(shù)n，則隨機(jī)三角載波頻率為f_i，i＝1～n，對(duì)應(yīng)的隨機(jī)三角載波周期為T_i，i＝1～n，在三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制期間，i從1到n自動(dòng)循環(huán)；

2)計(jì)算所有隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i，Δ_i＝T_i/(1/f)，并找出最小隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_min和最大隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_max，f為輸出主頻；

3)當(dāng)i為奇數(shù)時(shí)，設(shè)定奇數(shù)判斷條件Δ_c的初始值為_Δmin，執(zhí)行步 驟4)，當(dāng)i為偶數(shù)時(shí)，設(shè)定偶數(shù)判斷條件Δ_c’的初始值為Δ_max，執(zhí)行步驟5)；

4)令Δ_c＝Δ_min+Δ_i，并比較Δ_c是否大于Δ_max，是則輸出高脈沖并返回步驟1)，否則循環(huán)本步驟；

5)令Δ_c’＝Δ_max-Δ_i，并比較Δ_c’是否小于Δ_min，是則輸出高脈沖并返回步驟1)，否則循環(huán)本步驟。

在隨機(jī)載波處理模塊1-4，根據(jù)Rom模塊1-3中存儲(chǔ)的隨機(jī)三角載波周期T_i來(lái)生成隨機(jī)三角載波頻率f_i并輸出至調(diào)制主電路2。單個(gè)隨機(jī)載波的處理流程圖如圖5所示。將T_i轉(zhuǎn)換為隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i之后，根據(jù)計(jì)數(shù)模塊1-3輸出的數(shù)字i判斷進(jìn)行累加或者累減，奇數(shù)判斷條件Δ_c和偶數(shù)判斷條件Δ_c’根據(jù)選取的隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_i而確定最小隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_min和最大隨機(jī)數(shù)據(jù)Δ_max(Δ_max、Δ_min分別為進(jìn)行計(jì)數(shù)時(shí)的最大最小值)；輸出高/低脈沖的持續(xù)時(shí)間由循環(huán)中各次奇數(shù)判斷條件Δ_c和偶數(shù)判斷條件Δ_c’與Δ_max或Δ_min比較判斷決定，根據(jù)伏秒平衡原理可知產(chǎn)生的高脈沖等效于圖3中斜率隨機(jī)變化的三角載波。

比如，當(dāng)0.02秒內(nèi)為隨機(jī)載波個(gè)數(shù)n＝100時(shí)，隨機(jī)載波頻率平均值f_av＝5KHz，隨機(jī)載波的周期T_i范圍為0到0.02秒(不可取端值)，F(xiàn)PGA主頻f＝50MHz，Δ_max為24990000，Δ_min為5000。

假定取出第5個(gè)隨機(jī)載波周期T₅值為0.00002296秒，經(jīng)量化后得到Δ_i為1148，此時(shí)i為奇數(shù)，Δ_c的初始值設(shè)定為Δ_min(為5000)，Δ_c進(jìn)行累加，每累加一次即與Δ_max(為24990000)比較，當(dāng)Δ_c小于Δ_max時(shí)，輸出低脈沖；反之，當(dāng)累加數(shù)Δ_c大于Δ_max時(shí)，停止累加，并輸出高脈沖。

假定取出第6個(gè)隨機(jī)載波周期T₆值為0.00002296秒，經(jīng)量化后得到Δ_i為1148，此時(shí)i為偶數(shù)，Δ_c的初始值設(shè)定為Δmax(為24990000)，Δ_c進(jìn)行累減，每累減一次即與Δ_min(為5000)比較，當(dāng)Δ_c大于Δ_min時(shí)，輸出低脈沖；反之，當(dāng)累減數(shù)Δ_c小于Δ_min時(shí)，停止累減，并輸出高脈沖。

取隨機(jī)載波頻率平均值f_av＝5KHz，0.02秒內(nèi)為隨機(jī)載波個(gè)數(shù)n＝100時(shí)，F(xiàn)PGA主頻f＝50MHz；由系統(tǒng)時(shí)鐘1-1不斷發(fā)送周期為50MHz的計(jì)數(shù)，傳送至計(jì)數(shù)器模塊1-2、存儲(chǔ)隨機(jī)數(shù)的Rom模塊1-3以及隨機(jī)載波處理模塊1-4，Rom模塊1-3根據(jù)計(jì)數(shù)取出存儲(chǔ)的隨機(jī)載波周期T_i并傳遞給隨機(jī)載波處理模塊1-4，隨機(jī)載波處理模塊1-4最終向調(diào)制主模塊2輸出脈沖，如圖6所示。

將調(diào)制信號(hào)設(shè)定為頻率為50Hz的正弦波，直流電壓源U＝300V，阻感負(fù)載分別為1Ω和2mH，調(diào)制深度a設(shè)為0.8，基波頻率f₀設(shè)為50Hz，載波頻率設(shè)為基波頻率的200倍，三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制的PWM子模塊則相當(dāng)于在一個(gè)重復(fù)的時(shí)間內(nèi)加入100個(gè)均值為10KHz的隨機(jī)分布載波頻率(該重復(fù)時(shí)間等于固定載波頻率脈寬調(diào)制技術(shù)中的固定載波周期)，由此得到的三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制輸出電壓波形頻譜及頻譜分布如圖7所示；而主電路相同，固定載波頻率的脈寬調(diào)制輸出電壓波形及頻譜分布如圖8所示。

可以看到在經(jīng)FFT分析的一個(gè)周期內(nèi)，三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制基頻處幅值與固定載波脈寬調(diào)制的幅值一樣，而原本集中于在載波及其倍頻處的諧波幅值已經(jīng)被抑制，在固定載波脈寬調(diào)制輸出電壓頻譜中沒(méi)有諧波幅值的頻點(diǎn)也出現(xiàn)了一些諧波頻譜值；與此同時(shí)，可以看到輸出電壓的THD為146.05％，與固定載波脈寬調(diào)制時(shí)的THD基本保持一致；最大單次諧波幅值僅為17.62，較之于固定載波脈寬調(diào)制時(shí)下降了84.82％，證明載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制能將諧波頻譜值在更廣的范圍內(nèi)進(jìn)行分布而不改變THD值。三角載波斜率隨機(jī)分布脈寬調(diào)制技術(shù)極大地改善了電源品質(zhì)。

除上述實(shí)例外，本發(fā)明還可以有其它實(shí)現(xiàn)形式，凡采用等同替換或等效變換形成的方案，均落在本專利要求的保護(hù)范圍內(nèi)。

本說(shuō)明書(shū)中未作詳細(xì)描述的內(nèi)容屬于本領(lǐng)域?qū)I(yè)技術(shù)人員公知的現(xiàn)有技術(shù)。