載波檢測電路及控制方法、具有它的紅外線信號處理電路的制作方法

文檔序號：7658912閱讀：243來源：國知局

專利名稱：載波檢測電路及控制方法、具有它的紅外線信號處理電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及除去逆變式熒光燈或白熾燈等產(chǎn)生的干擾光噪聲的載波檢測電路、該載波檢測電路的控制方法，以及具有該載波;險測電路、接收并調(diào)制從紅外線發(fā)送機發(fā)送的紅外線信號而后輸出的紅外線信號處理電路。
背景技術：
作為紅外線信號處理電路，通常有基于IrDA (Infrared Data Association ) 標準進行數(shù)據(jù)通信的家電產(chǎn)品的遙控器或個人計算機的外圍設備。例如，紅外線遙控接收機接收以30kHz 60kHz左右的規(guī)定的載波所調(diào)制的ASK (Amplitude Shift Keying )信號、即遙控發(fā)送信號。這里，家庭用逆變式焚光燈也存在30kHZ 60kHz的載波分量。所以，會產(chǎn)生這樣的問題，即在周圍存在逆變式熒光燈的環(huán)境中使用紅外線遙控接收機的情況下，紅外線遙控接收機檢測到逆變式焚光燈噪聲而進行誤動作，或者最惡劣時不能正確地接收遙控發(fā)送信號。為解決上述問題，在專利文獻l(日本國公表專利公報特表2001-502147 號公報(公表日2001年2月13日))的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，設置某一時間范圍Tcheck，并在該時間范圍Tcheck中，根據(jù)是否產(chǎn)生了休止期間Td來判別是紅外線信號還是噪聲，在為噪聲的情況下，進行放大器的控制。但是，會產(chǎn)生這樣的問題，即在該數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，因廠家不同而使用的紅外線信號不一樣(例如，NEC碼、sony碼、RCMM碼等十幾種)，所以有時會因紅外線信號而不適合于休止期間Td,不能接收這樣的紅外線信號。此外，在專利文獻2 (日本國公表專利公報特表2004-506375號公報 (公表日2004年2月26日))的接收機電路中，將帶通濾波器的輸出信號解調(diào)，并將該解調(diào)后的信號作為觸發(fā)來進行放大電路以及帶通濾波器的控制。但是，產(chǎn)生了這樣的問題，即在該接收機電路中，在逆變式熒光燈以高發(fā)光強度入射時，帶通濾波器的輸出信號因噪聲而飽和，并且因所解調(diào)后的信號始終為L(低)電平而不能作為觸發(fā)來利用，不能進行放大電路以及帶通濾
波器的控制。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明鑒于上述問題而完成，其目的在于可實現(xiàn)降低由紅外線信號處理電路中的干擾光噪聲引起的誤動作而不產(chǎn)生在上述的專利文獻1以及專利文獻2產(chǎn)生的問題的載波檢測電路、該載波檢測電路的控制方法、以及包括了該載波檢測電路的紅外線信號處理電路。為了實現(xiàn)上述的目的，本發(fā)明的載波檢測電路，包括在紅外線信號處理電路中，進行載波的^:測，所述紅外線信號處理電路包括光接收元件，將光接收的紅外線信號變換成電信號；放大電路，放大所述電信號；帶通濾波器，從所放大的電信號中取出載波頻率分量；以及積分電路，進行從上述載波頻率分量所檢測出的載波的積分，該載波檢測電路包括第1比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為噪聲檢測電平的第1閾值電壓；第2比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第1載波檢測電平的、電平比上述第1閾值電壓大的第2閾值電壓；以及邏輯電路，基于上述第1比較器的輸出信號，控制上述放大電路的增益，以使上述第1比較器的輸出信號不被輸出，同時將上述第2比較器的輸出信號作為上述載波輸出。.而且，為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明中的載波檢測電路的控制方法，該載波檢測電路包括在紅外線信號處理電路，進行載波的檢測，所述紅外線信號處理電路包括光接收元件，將光接收到的紅外線信號變換成電信號；放大電路，放大所述電信號；帶通濾波器，從所放大的電信號中取出載波頻率分量；以及積分電路,通過從上述載波頻率分量所檢測出的載波的積分，該方法包括如下步驟由第1比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為噪聲檢測電平的第1閾值電壓的步驟；由第2比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第i載波;險測電平的、電平比上述第1闞值電壓大的第2閾值電壓的步驟；由邏輯電路基于上述第1比較器的輸出信號，控制上述放大電路的增益，以使上述第1比較器的輸出信號不被輸出的步驟；以及由邏輯電路將上述第2比較器的輸出信號作為上述載波輸出的步驟。根據(jù)上述的結構以及控制方法，本發(fā)明的載波^r測電路由第1比較器比較帶通濾波器的輸出信號和作為噪聲檢測電平的第1閾值電壓，并且基于該輸出信號來控制放大電路的增益，以使第1比較器的輸出信號不被輸出。根據(jù)這樣的結構以及控制方法，由于入射的干擾光噪聲被可靠地降低至比載波檢測電平更小的噪聲檢測電平以下，因此能夠降低由干擾光噪聲引發(fā)的誤動作。另外，在上述載波檢測電路中，與專利文獻l不同，不是用于檢測紅外線信號的模式的結構，所以能夠應對所有的紅外線信號。進而，在上述載波檢測電路中，為是通過比較了上述帶通濾波器的輸出信號的上述比較器的輸出信號進行控制的結構，在只有上述帶通濾波器振動才在需要控制的情況下，上述比較器的輸出信號不會消失，因此不會陷入專利文獻2那樣的不能控制的狀況。由上，能夠具有這樣的效果，即實現(xiàn)減少紅外線信號處理電路中的干擾光噪聲引發(fā)的誤動作的載波檢測電路、以及該載波檢測電路的控制方法，而不會產(chǎn)生專利文獻l以及專利文獻2中產(chǎn)生的問題。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明'中的紅外線信號處理電路包括上述載波;險測電路。根據(jù)上述的結構，上述紅外線信號處理電路具有上述載波檢測電路，因此具有能夠降低由干擾光噪聲引發(fā)的誤動作這樣的效果。另外，作為上述紅外線信號處理電路，可以舉出紅外線遙控接收機、IrDA收發(fā)機、以及IrDA Control 。本發(fā)明的其它的目的、特征、以及優(yōu)點通過以下所示的記述會十分清楚。另外，本發(fā)明的好處通過參照附圖的下面的說明也會^[艮明顯。

圖1是表示本發(fā)明的一實施方式中的紅外線遙控接收機的結構例的圖。圖2是表示上述紅外線遙控接收機中所包括的邏輯電路的結構例的方框圖。圖3是表示上述紅外線遙控接收機中所包括的電路的動作波形的圖。圖4 (a)是表示上述紅外線遙控機中所包括的比較器的具體的結構例的電路圖。圖4 (b)是表示上述比較器的動作的圖。 ' 圖4 (c)是表示上迷比較器的動作的圖。圖5 (a)是表示上述紅外線遙控接收機中所具有的振蕩電路的具體的結
構例的電^各圖。圖5 (b)是表示上述振蕩電路的動作波形的圖。圖6是表示上述邏輯電路所包括的計數(shù)器的具體的結構例的圖。圖7是表示上述邏輯電路所包括的增減計數(shù)器的具體的結構例的圖。圖8 (a)是表示上述計數(shù)器以及上述增減計數(shù)器具有的D觸發(fā)器 (flip-flop)的具體的結構例的圖。圖8 (b)是表示上述D觸發(fā)器的動作的圖。圖8 (c)是表示上述D觸發(fā)器的動作的圖。圖9是表示本發(fā)明的其它實施方式的紅外錢遙控接收機的結構例的圖。 .圖10是表示上述其它實施方式的紅外線遙控接收機中包括的邏輯電路的結構例的方框圖。圖11是表示上述其它實施方式中的紅外線遙控接收機包括的電路的動作波形。圖12是表示本發(fā)明的其它實施方式中的IrDAControl的結構例的圖。圖13 (a)是說明帶通濾波器(BPF)的穩(wěn)定性的圖。圖13 (b)是說明帶通濾波器的輸出信號的波形失真的圖。
具體實施方式
[實施方式1]關于本發(fā)明的一實施方式，基于圖1~圖8說明如下。本發(fā)明中的對紅外線信號進行接收、調(diào)制而后輸出的紅外線信號處理電路是適合用作紅外線遙控接收機(傳輸速率為lkbps以下、空間傳輸距離10m以上)、IrDA收發(fā)機 (傳輸速率為2.4kbps 115.2kbps, 1.152Mbps, 4Mbps,空間傳輸距離約lm), 以及IrDA Control (傳輸速率為75kbps、副載波1.5MHz、空間傳輸距離lm 以上)使用的電路。在本實施方式中，以紅外線遙控接收機為例進行說明。圖1表示紅外線遙控接收機20a的結構例。紅外線遙控接收機20a包括光電二極管芯片l(光接收元件)和接收集成電路芯片16,該接收集成電路芯片16具有電流-電壓變換電路2、電容器3、放大器(放大電路)4、帶通濾波器(BPF) 5、載波檢測電路12a、積分電路13、以及遲滯比較器14。圖中的輸入端子IN為接收集成電路芯片16 的輸入端子，輸出端子OUT為接收集成電路芯片16的輸出端子，輸出信號 Vo為紅外線遙控接收機20a的輸出信號。紅外線遙控接收機20a用光電二極管芯片1將從未圖示的紅外線遙控發(fā) 送器所發(fā)送的紅外線信號(遙控發(fā)送信號)變換成電流信號Iin,并且用電流 -電壓變換電路2將該電流信號Iin變換成電壓信號。接著，將該電壓信號由放大器4放大，并由帶通濾波器5從該被放大后的電壓信號取出載波頻率分量。接著，由載波檢測電路12a從所取出的載波頻率分量中檢測載波，并且由積分電路13對載波存在的時間進行積分，再由遲滯比較器電路14將積分電路13的輸出與閾值電壓進行比較，從而判別有無載波，然后進行數(shù)字輸出。該數(shù)字輸出Vo被傳送到用于控制電子設備的微機等。-載波檢測電路12a具有比較器6a (第1比較器)、6b (第2比較器)、6c (第3比較器)、振蕩電路7、以及對比較器6a 6c的各輸出進行邏輯運算的邏輯電路8,除了上述載波的檢測之外，還進行放大器4的增益控制、帶通濾波器5的增益控制以及Q值控制。比較器6a 6c的一個輸入端子分別被輸入帶通濾波器5的輸出信號bpf。比較器6a的另一個輸入端子被輸入作為噪聲檢測電平的閾值電壓Vthl (第1 閾值電壓)，比較器6b的另一個輸入端子被輸入作為用于判定帶通濾波器5 的輸出信號bpf的電平的峰值檢測電平的閾值電壓Vth2 (第3閾值電壓)，比較器6c的另一個輸入端子被輸入作為第1載波檢測電平的閾值電壓Vth3(第 2閾值電壓)。闞值電壓Vthl Vth3具有這樣的關系，即Vthl<Vth3<Vth2。比較器6a比較帶通濾波器5的輸出信號bpf和閾值電壓Vthl,在帶通濾波器5的輸出信號bpf電平超過鬮值電壓Vthl電平的情況下，將輸出信號 Dl輸出。同樣，比較器6b比較帶通濾波器5的輸出信號bpf和閾值電壓Vth2，在帶通濾波器5的輸出信號bpf電平超過閾值電壓Vth2電平的情況下，將輸出信號D2輸出，比較器6c比較帶通濾波器5的輸出信號bpf和閾值電壓Vth3, 在帶通濾波器5的輸出信號bpf電平超過閾值電壓Vth3電平的情況下，將輸出信號D3輸出。比較器6c的輸出信號D3作為檢測到的載波被輸入到積分電路13。振蕩電路7例如以與帶通濾波器5的中心頻率相同的頻率進行振蕩。圖2表示邏輯電路8的結構例。邏輯電路8具有計數(shù)器9a (第1計數(shù)器)、9b (第2計數(shù)器)以及增減計數(shù)器10a (第1增減計數(shù)器)、10b (第2增減計數(shù)器)。
計數(shù)器9a在振蕩電路7的輸出信號(時鐘信號)osc被輸入到時鐘端子 CLK時進行計數(shù)動作。計數(shù)了規(guī)定脈沖數(shù)時(例如，進行15位、215=32768 的脈沖計數(shù))，將放大器控制信號ctl (第1放大電路控制信號)(用于增加增益)輸出到增減計數(shù)器10a。另外，計數(shù)器9a在振蕩電路7的輸出信號osc 被輸入到時鐘端子CLK時，進行計數(shù)動作，計數(shù)了規(guī)定脈沖數(shù)時(例如，進行10位，21G=1024的脈沖計數(shù))，將帶通濾波器控制信號ctBl (用于增加增益以及增加Q值)輸出到增減計數(shù)器10b。復位端子RST被輸入比較器6c 的輸出D3。放大器控制信號ctl的時間常數(shù)設定放大器控制的時間常數(shù)為300msec 以上。另外，帶通濾波器控制信號ctBl的時間常數(shù)設定帶通濾波器控制的時間常H為300msec以下。計數(shù)器9b在比較器6a的輸出信號Dl被輸入時鐘端子CLK時，進行計數(shù)動作。計數(shù)了規(guī)定脈沖數(shù)時(例如，進行14位，2M=16384的脈沖計數(shù))，將放大器控制信號ct2 (第2放大電路控制信號)(用于減少增益)輸出到增減計數(shù)器10a。放大器控制信號ct2的時間常數(shù)設定放大器控制的時間常數(shù)為 300msec以上。另外，放大器控制信號ct的各輸出數(shù)具有這樣的關系，即放大器控制信號ct2的輸出數(shù)>放大器控制信號ctl的輸出數(shù)。增減計數(shù)器10a通過從計數(shù)器9a輸出的放大器控制信號ctl進行計數(shù)動作，并將放大器控制信號ctll (第1控制信號)輸出到放大器4,使放大器4 的增益增加。另外，增減計數(shù)器10a根據(jù)從計數(shù)器9b輸出的放大器控制信號 ct2進行計數(shù)動作，并將放大器控制信號ctl2 (第2控制信號)輸出到放大器 4，使放大器4的增益減少。增減計數(shù)器10b通過從計數(shù)器9a輸出的帶通濾波器控制信號ctBl進行計數(shù)動作，并將帶通濾波器控制信號ctBll (第3控制信號)輸出到帶通濾波器5，使帶通濾波器5的增益以及Q值增加。另外，增減計數(shù)器10b被輸入比較器6b的輸出信號D2,并根據(jù)該比較器6b的輸出信號D2進行計數(shù)動作，將帶通濾波器控制信號ctB12 (第4控制信號)輸出到帶通濾波器5,使帶通濾波器5的增益以及Q值減少。如上，由于載波檢測電路12a能夠由數(shù)字電路實現(xiàn)，所以能夠縮小集成電路芯片的尺寸，與此同時使成本降低。接著，使用圖3說明紅外線遙控接收機20a的動作。圖3表示紅外線遙
控接收機20a的各電路的動作波形。另外，這里以^L入射有逆變式焚光燈噪聲、之后被入射遙控發(fā)送信號的情況為例進行說明。首先，在紅外線遙控接收機20a被入射逆變式熒光燈噪聲時，由電流-電壓變換電路2、放大器4以及帶通濾波器5實施適當?shù)奶幚砗?，帶通濾波器5的輸出信號bpf (圖中的信號bpfl )被分別輸入到載波檢測電路12a的比較器6a 6c。帶通濾波器5的輸出信號bpfl和閾值電壓Vthl Vth3為圖示那樣的關系，因此，如圖所示，信號DI以及D3分別從比較器6a以及6c輸出。計數(shù)器9a通過比較器6c的輸出信號D3而被復位，所以計數(shù)器9a的計數(shù)動作停止。比較器6a的輸出信號Dl被輸入到計數(shù)器9b，由此放大器控制信號ct2被輸出，并被輸入到增減計數(shù)器10a。在增減計數(shù)器10a，通過放大器控制信號ct2將放大器控制信號ctl2輸出到放大器4,并進行放大器4的控制，以使放大器4的增益減少。接著，通過上述的放大器4的增益控制，逆變式熒光燈噪聲被衰減，在比較器6c的輸出信號D3不被輸出時，計數(shù)器9a的計數(shù)動作開始，帶通濾波器控制信號ctBl被輸出到增減計數(shù)器10b。由此，在增減計數(shù)器10b，將帶通濾波器控制信號ctBll輸出到帶通濾波器5，進行帶通濾波器5的控制，以使帶通濾波器5的增益以及Q值增加。然后，放大器控制信號ctl被輸出到增減計數(shù)器10a,由此，在增減計數(shù) 器10a,將放大器控制信號ctll輸出到放大器4，進行放大器4的控制，以使放大器4的增益增加。再有，此時，比較器6a的輸出信號Dl產(chǎn)生的放大器 4的增益控制仍在持續(xù)。通過以上的放大器4以及帶通濾波器5的控制，逆變式熒光燈噪聲被衰減到比較器6a的闞值電壓Vthl以下(圖中的信號bpf2)。這樣，逆變式熒光燈噪聲被可靠地降低，而且被降低到比用于檢測載波的比較器6c的閾值電壓Vth3小的比較器6a的閾值電壓Vthl以下，因此能夠降低逆變式熒光燈噪聲產(chǎn)生的誤動作。接著，紅外線遙控接收機20a被輸入遙控發(fā)送信號時，由電流-電壓變換電路2、放大器4以及帶通濾波器5實施適當?shù)奶幚恚缓髱V波器5的輸出信號bpf (圖中的信號bpf3)被分別輸入到載波檢測電路12a的比較器 6a 6c。帶通濾波器5的輸出信號bpf3和閾值電壓Vthl Vth3為圖示那樣的關系，因此，如圖所示，輸出信號Dl D3分別從比較器6a 6c輸出。根據(jù)比較器6a的輸出信號Dl，進行上述放大器4的控制。這里，在通過比較器6a的輸出信號Dl以及振蕩電路7的輸出信號osc 所進行的控制中，使放大器控制信號ctl以及放大器控制信號ct2的時間常數(shù) 為300msec以上來確保足夠的時間常數(shù)，所以能夠消除增益的急劇變動，在遙控發(fā)送信號輸入時，能夠獲得穩(wěn)定的接收靈敏度。另外，在比較器6c的輸出信號D3被輸出期間，計數(shù)器9a被復位，所以不進行在振蕩電路7的輸出信號osc造成的、放大器4的增益增加拉制、帶通濾波器5的增益以及Q值增加控制，而僅進行放大器4的增益減少控制，因此能夠減小增益的變動(偏差)，在遙控發(fā)送信號輸入時，能夠獲得穩(wěn)定的接收靈敏度。進而，因為僅進行放大器4的增益減少控制，所以能夠進一步降低逆變式熒光燈噪聲產(chǎn)生的誤動作。另外，與上述控制一起，通過比較器6b的輸出信號D2進行帶通濾波器 5的控制。在比較器6b的輸出信號D2被輸出的情況下，判斷為產(chǎn)生帶通濾波器5的輸出信號bpf電平不適合遙控發(fā)送信號、比較器6c的輸出信號D3 的脈沖寬度變大等問題，進行帶通濾波器5的增益以及Q值的控制。具體來講，比較器6b的輸出信號D2被輸入增減計數(shù)器10b時，增減計數(shù)器10b將帶通濾波器控制信號ctB12輸出到帶通濾波器5,并控制帶通濾波器5,以使帶通濾波器5的增益以及Q值減少。由此，帶通濾波器5的輸出信號bpf被衰減到比較器6b的閾值電壓Vth2以下(圖中的信號bpf4)，所以能夠使帶通濾波器5的輸出信號bpf.電平成為最佳的電平，并能夠輸出適合遙控發(fā)送信號的載波。此外，由于對增減計數(shù)器10b所設定的時間常數(shù)小，所以能快速控制。這里，在通過比較器6a的輸出信號Dl以及振蕩電路7的輸出信號osc 所進行的控制下，帶通濾波器5的Q值增加。此時，會產(chǎn)生帶通濾波器5的穩(wěn)定性降低、或由于帶通濾波器5的輸出信號bpf的波形失真變大而引發(fā)的接收靈敏度降低這樣的問題(更具體地，參照后述的比較例中的專利文獻3 (日本公開專利公報特開2004-56541號公報(
公開日:2004年2月19日)))。但是，因為根據(jù)上述的帶通濾波器5的控制而進行帶通濾波器5的Q值4支減少的控制，所以不會產(chǎn)生上述那樣的問題。接著，遙控發(fā)送信號的輸入停止時，僅計數(shù)器9a進行動作，增益控制信號ctBl被輸出到增減計數(shù)器10b，根據(jù)帶通濾波器控制信號ctBll控制帶通濾波器5，以使帶通濾波器5的增益以及Q值增加。然后，增益控制信號ctl
被輸出到增減計數(shù)器10a,根據(jù)增益控制信號ctll來控制放大器4，以使放大器4的增益增加。另外，這里，以在使逆變式熒光燈噪聲衰減之后遙控發(fā)送信號被入射的情況進行了說明，但是，也可考慮在使逆變式熒光燈噪聲衰減之前遙控發(fā)送信號被輸入的情況。此時，能夠由比較器6b的輸出信號D2產(chǎn)生的快速的帶通濾波器5的增益以及Q值控制來應對，所以沒有問題。圖4 (a)表示比較器6a 6c (統(tǒng)稱后記載為比較器6)的具體的結構例，圖4 (b)以及圖4 (c)表示比較器6的動作。另外，以下，MOS晶體管QP 為P溝道型MOS晶體管，MOS晶體管QN為N溝道型MOS晶體管。另夕卜，后述的實施方式2中的比較器6d也為同樣的結構。比較器6是如圖4(a)所示的遲滯比較器(hysteresis comparator )。首先，說明元件的連接關系。MOS晶體管QP1以及MOS晶體管QP2的各自源極被相互連接，并經(jīng)由電流源II被連接到電源端子Vdd。 MOS晶體管QP1的柵極為比較器6的一個輸入端子，被輸入帶通濾波器5的輸出信號bpf, MOS 晶體管QP2的柵極為比較器6的另一輸入端子，被輸入閾值電壓Vth (閾值電壓Vthl Vth4的總稱)。MOS晶體管QP1的漏極被連接到與MOS晶體管QN2構成電流鏡電路的MOS晶體管QN1的漏極，MOS晶體管QP2的漏極連接到與MOS晶體管 QN3構成電流鏡電路的MOS晶體管QN4的漏極。此外，MOS晶體管QP1 的漏極被連接到MOS晶體管QN3的漏極，MOS晶體管QP2的漏極被連接到MOS晶體管QN2的漏極。MOS晶體管QN1的柵極被連接到MOS晶體管QN5的柵極，MOS晶體管QN3的柵極被連接到MOS晶體管QN6的柵^^。 MOS晶體管QN5的漏極被連接到與MOS晶體管QP4構成電流鏡電路的MOS晶體管QP3的漏極， MOS晶體管QN6的漏極被連接到MOS晶體管QP4的漏極。另外，MOS晶體管QP4的漏極和MOS晶體管QN6的漏極的連接點被連接到由MOS晶體管QP5以及MOS晶體管QN7構成的CMOS反相器的輸入端子，該CMOS反相器的輸出端子為比較器6的輸出端子。MOS晶體管 QP3 MOS晶體管QP5的各自源極被連接到電源端子Vdd, MOS晶體管 QNl MOS晶體管QN7的各自源極被連接到GND端子。接著，使用圖4 (b)以及圖4(c)說明比較器6的動作。圖4 (b)用
于說明帶通濾波器5的輸出信號bpf從較大的值向較小的值變化時的動作，圖4 (C)用于說明帶通濾波器5的輸出信號bpf從較小的值向較大的值變化時的動作。另外，圖4 (b)以及圖4(c)中的虛線部分表示沒有電流流過的情況。首先，說明4(b)的情況。圖4 (b)圖示了帶通濾波器5的輸出信號 bpf的值較大、比較器6的輸出信號為H(高)電平(被輸出輸出信號D1 D4) 的狀態(tài)。在帶通濾波器5的輸出信號bpf>Vth-AV1時，若MOS晶體管QP1沒有電流流過，而MOS晶體管QP2為過驅(qū)動(overdrive)狀態(tài)時，由于MOS晶體管QN1漏極沒有電流，所以MOS晶體管QN2也沒有漏極電流。所以，需要MOS晶體管QN4導通(ON )， MOS晶體管QN3也導通(ON )。但是MOS 晶體管QN3沒有漏極電流，所以MOS晶體管QN3的漏極/源極間電壓 Vds=0V，MOS晶體管QN1/QN2的柵極電位成為GND, MOS晶體管QN1/QN2 截止。此時，MOS晶體管QN6導通，所以MOS晶體管QP5導通，比較器6 的輸出信號成為H (高)電平。帶通濾波器5的輸出信號bpf減少，從而帶通濾波器5的輸出信號 bpf=Vth-AVl，此時，MOS晶體管QP2的過驅(qū)動狀態(tài)被解除，從而MOS晶體管QP2的漏極電流可減少，MOS晶體管QPl以及MOS晶體管QP2的兩者流過漏極電流時，MOS晶體管QPl中流過的漏極電流流入到MOS晶體管 QN3，所以MOS晶體管QPl的漏極電流成為MOS晶體管QP2的漏極電流的N倍。因此，MOS晶體管QPl的漏極電流M1={N/(N+1)} x n， MOS晶體管QP2的漏極電流M2^(1/(N+1》x II,差動對平衡。另外，此時的MOS晶體管QPl和MOS晶體管QP2的柵極/源極間電壓 Vgs之差為AV。 MOS晶體管QPl和MOS晶體管QP2其源極電位相等，所以如果使漏極電流M1、 M2的W/L比(W為柵極寬度，L為柵極長度)相等，并使MOS晶體管QPl的柵極/源極間電壓為Vgsl，使MOS晶體管QPl的柵極/源極間電壓為Vgs2,則根據(jù)其中Vov=(Il/(jaOxCoxx W/L))1/2， pO為載波的遷移率，Cox為柵極絕緣膜的電容，Vov為在沒有滯后的情況下(N=l)的、用于使漏極電流M1/M2流過的MOS晶體管QP1以及MOS晶體管QP2的過驅(qū)動電壓。接著，帶通濾波器5的輸出信號bpf進一步減少，從而帶通濾波器5的輸出信號bpf<Vth-AVI時，MOS晶體管QP1的漏極電流需要增加，所以 MOS晶體管QN3的電流也增加。但是，MOS晶體管QP1的漏極電流增加時， MOS晶體管QP2的漏極電流一定減少，所以MOS晶體管QN3的電流不能增加。因此，MOS晶體管QP1的漏極電流對MOS晶體管QN1的柵極快速地充電，從而使MOS晶體管QNl導通(ON)。由此，MOS晶體管QN3的漏極/柵極間電壓Vds變大。而且，與此同時，MOS晶體管QN2也導通。但是，由于MOS晶體管QN2要流過MOS晶體管QN1的N倍的電流，所以要增加MOS晶體管QP2的電流，但是MOS晶體管QP2的電流一定減少，所以MOS晶體管QN2要從MOS晶體管QN4的柵極抽取電流，并且 MOS晶體管QN3以及MOS晶體管QN4的柵極電位降低，從而MOS晶體管 QN3以及MOS晶體管QN4截止。該電流引出有限，所以如果到達了界限， MOS晶體管QN2其漏極沒有電流流過，其漏極/源極間電壓Vds變成0V, MOS晶體管QN3以及MOS晶體管QN4的柵極電位成為GND。其結果， MOS晶體管QP2其漏極沒有電流流過。這樣，由于帶通濾波器5的輸出信號bp，Vth- AVI時的平衡不穩(wěn)定，在剛一成為帶通濾波器5的輸出信號bpf〈Vth- AVI時，電路的電流分布反轉(zhuǎn)。由此，'比較器6的輸出信號變成L (低)電平。在圖4(c)中，表示在從比較器6的輸出信號如圖4(b)那樣變成L(低) 電平的狀態(tài)起，相反地，帶通濾波器5的輸出信號bpf電平上升時的電路狀態(tài)，首先，圖示比較器6的輸出信號為L (低)電平的狀態(tài)。在圖4 (b)中，MOS晶體管QP1以及MOS晶體管QP2的源極電位，與從帶通濾波器5的輸出信號bpf-Vth- AV1的狀態(tài)起、帶通濾波器5的輸出信號bpRVth- AV1的瞬間相比，帶通濾波器5的輸出信號bpf〈Vth- △ Vl后的一方變高。這是由于，該狀態(tài)轉(zhuǎn)移通過正反饋進行，甚至在帶通濾波器5的輸出信號bpf< Vth - AV1時，MOS晶體管QP1也成為過驅(qū)動狀態(tài)。因此，在圖4(c)中，在比較器6的輸出信號從L (低)電平的狀態(tài)起帶通濾波器5的輸出信號bpf電平上升時，在帶通濾波器5的輸出信號bpf未上升
到比Vth- AV1更大的Vth+AV2之前，MOS晶體管QP1的漏極電流減少，從而不會變成在MOS晶體管QP2流過漏極電流。據(jù)此，在帶通濾波器5的輸出信號bpf<Vth+AV2時，成為MOS晶體管QPl上流過漏極電流、而MOS 晶體管管QP2沒有漏4l電流流過的狀態(tài)，電流分布變得與帶通濾波器5的輸出信號bpf〈Vth-AVI相同。因此，比較器6的輸出信號變成L(低)電平。帶通濾波器5的輸出信號bpf電平上升而變成Vth+ △ V2時，成為MOS 晶體管QPl以及MOS晶體管QP2兩者流過漏極電流的狀態(tài)。此時，MOS晶體管QPl的漏極電流M1H1/ (N+l) } xn, MOS晶體管QP2的漏極電流M2二(N/(N+l) }xn，差動對平衡。此時，根據(jù)Vth+Vgs2-Vth+厶V2+Vgsl得出△ V2=Vgs2 - Vgsl=21/2 x Vov x {( N/ (N+l)) 1/2- ( 1/ ( N+l )) 1/2} ( 2 )所以，根據(jù)式(1)以及式(2)，得出△ V1 = AV2=AV從而Vth-AV2和Vth+AV2相對于Vth，處于對稱的位置。接著，帶通濾波器5的輸出信號bpf電平進一步上升，帶通濾波器5的輸出信號bpf> Vth+AV2時，電流分布變得與帶通濾波器5的輸出信號bpf> Vth-AVl時的電流分布相等，比較器6的輸出信號變成H(高)電平。此時，通過正反饋的作用，MOS晶體管QPl沒有流過漏極電流，MOS晶體管QP2 變成過驅(qū)動狀態(tài)。'從該狀態(tài)起，帶通濾波器5的輸出信號bpf電平減少時，產(chǎn)生由圖4 (b)說明過的變化。通過將比較器6選擇為以上那樣的遲滯比較器，即使在帶通濾波器5的輸出信號bpf是接近閾值電壓Vth的情況下，輸出D1 D3的脈沖寬度也會變大，并能夠可靠地觸發(fā)計數(shù)器9a以及計數(shù)器9b。圖5 (a)表示振蕩電路7的具體的結構例，圖5 (b)表示其動作波形。另外，圖中的周期tosc為振蕩電路的輸出信號osc的周期。首先，說明振蕩電路7的元件的連接關系。MOS晶體管QPll、MOS晶體管QP12以及MOS晶體管QP13的各自源極被連接到電源端子Vdd, MOS晶體管QPll的漏極被連接到與MOS晶體管QP13構成電流鏡電路的MOS晶體管QP12的漏極，MOS晶體管QPll的漏極和MOS晶體管QP12的漏極的連接點經(jīng)由電流源12連接到GND端子。MOS晶體管QNll、 MOS晶體管QN12、以及MOS晶體管QN13的各自源極被連接到GND端子，MOS晶體管QNll的漏極被連接到與MOS晶體管 QN13構成電流鏡電路的MOS晶體管QN12的漏極，MOS晶體管QNll的漏極和MOS晶體管QN12的漏極的連接點經(jīng)由電流源I 3被連接到電源端子德。MOS晶體管QP13的漏極以及MOS晶體管QN13的漏極被相互連接，在該連接點和GND端子之間并聯(lián)連接著MOS晶體管QN14以及電容器Cl。而且，在上述連接點分別連接著比較器30的反相輸入端子以及比較器31的同相輸入端子。比較器30的同相輸入端子被輸入閾值電壓Vthl2，比較器31 的反相輸入被輸入閾值電壓Vth 11 。閾值電壓Vth 11以及閾值電壓Vth 12具有這樣的關系，即閾值電壓VthlK閾值電壓Vthl2。比較器30的輸出端子被連接到置位復位觸發(fā)器(以下僅記載為SR觸發(fā) 器)32的置位端子S,比較器31的輸出端子被連接到復位端子R。 SR觸發(fā) 器32的輸出端子。被連接到MOS晶體管QP11以及MOS晶體管QNll的各柵極。MOS晶體管QN14的柵極被從外部輸入用于復位振蕩電路7的復位信號。SR觸發(fā)器32的輸出端子Q為振蕩電路7的輸出端子。接著，使用圖5 (b)說明振蕩電路7的動作。首先，假設從SR觸發(fā)器32的輸出端子Q輸出L (低)電平的信號。由此，電流源12的輸出電流通過由MOS晶體管QP12以及MOS晶體管QP13 構成的電流鏡電路流入電容器Cl,對電容器C1充電。而且，此時，電流源 13的輸出電流通過處于導通狀態(tài)的MOS晶體管QNll流向GND，所以對電容器C1的充電不起作用。 '通過上述充電，電容器Cl的電位Cosc緩慢上升，超過比較器30的閾值電壓Vthl2時，比較器30的輸出信號變成L (低)電平。此時，電容器 Cl的電位Cose應超過閾值電壓Vthl 1，因此比較器31的輸出信號為H(高) 電平，由此，從SR觸發(fā)器32的輸出端子Q輸出H (高)電平的信號。接著，由于從SR觸發(fā)器32的輸出端子Q輸出H (高)電平的信號， MOS晶體管QNll截止，并且由于電流源13的輸出電流，MOS晶體管QN12 以及MOS晶體管QN13導通，將電容器C1的電位Cosc放電。其結果，電容器C1的電位Cosc緩慢降低，低于比較器31的閾值電壓VtMl時，比較器 30的輸出信號變成L (低)電平。此時，電容器C1的電位Cosc應低于閾值
電壓Vthl2,因此，比較器31的輸出信號為H (高)電平，由此，從SR觸發(fā)器32的輸出端子Q輸出L H氐)電平的信號。通過反復進行這樣的動作，從而輸出圖1所示的輸出信號osc。振蕩電路7的振蕩頻率fosc通過以下的算式(3)來求。另外，算式(3) 為使電流源12的輸出電流值和電流源13的輸出電流值相等的情況。從算式(3 ) 可知，通過控制電流源12的輸出電流值或者電流源13的輸出電流值、或兩者的輸出電流值，能夠控制振蕩頻率fosc。fosc=I/ ( 2 x Cl x ( Vthl2-Vthl 1 )) ( 3 )其中，I:電流源12以及電流源13的輸出電流值。這里，振蕩頻率fosc優(yōu)選為與帶通濾波器5的中心頻率相同的頻率。比較器6比較帶通濾波器5的輸出信號，所以，其輸出信號的頻率為帶通濾波器5的中心頻率。因此，通過使振蕩電路7的振蕩頻率fosc為與帶通濾波器 5的中心頻率相同的頻率，能夠降低兩者的輸出信號時間偏差，并降低邏輯電路8的誤動作。另外，振蕩頻率fosc優(yōu)選小于帶通濾波器5的中心頻率的頻率。通過使振蕩頻率fosc小于帶通濾波器5的中心頻率，不會使計數(shù)器的 bit數(shù)增大而能夠使根據(jù)振蕩電路7的輸出信號osc進行計數(shù)動作的計數(shù)器9a 的時間常數(shù)變大。圖6表示計數(shù)器9a以及9b (總稱計數(shù)器9 )的具體的結構例。計數(shù)器9具有多個4位同步式二進制計數(shù)器，該4位同步式二位計數(shù)器設置4級計數(shù)器單元35,該計數(shù)器單元35包括"異或"電路(EXOR)、"與" 電路(AND)、以及D觸發(fā)器(D觸發(fā)器40) (DFF)。另外，以下將1個4 位同步式二進制計數(shù)器記載為1組。另外，輸出Q0為D觸發(fā)器0的輸出，輸出Ql為D觸發(fā)器1的輸出。關于其它的D觸發(fā)器也同樣。在1組中的第n (n=l~4)級的計數(shù)器單元35中，"異或"電路的一個輸入端子連接第n-1級的計數(shù)器單元35具有的"與"電路的輸出端子，其它的輸入端子連接第n級的計數(shù)器單元35具有的D觸發(fā)器的輸出端子Q。"異或" 電路的輸出端子連接著第n級的計數(shù)器單元35具有的D觸發(fā)器的輸入端子 D。另外，僅1組中的初級計數(shù)器35具有的"異或"電路的一個輸入端子被輸入來自低位(前組)的進位信號Cin。l組中的n級計數(shù)器單元35具有的"與"電路被輸入來自低位(前組) 的進位信號Cin、第n級的計數(shù)器單元35具有的D觸發(fā)器的輸出、以及所有
前級(n-l級、n-2級…初級)的D觸發(fā)器的輸出。例如，在將圖中的計數(shù) 器單元3SA作為第n級的計數(shù)器單元35的情況下，計數(shù)器單元35A具有的 "與"電路3被輸入來自低位(前組)的進位信號Cin、作為第n級的計數(shù)器單元35具有的D觸發(fā)器的輸出的D觸發(fā)器3的輸出Q3、以及作為所有前級的D觸發(fā)器的輸出的D觸發(fā)器0的輸出(初級)、D觸發(fā)器1的輸出Ql (n-2級)、D觸發(fā)器2的輸出Q2 ( n-l級)。l組具有上述的結構，對于時鐘CLK的輸入，從0000~1111為止對脈沖進行計數(shù)。另外，最后級的計數(shù)器單元35具有的"與，，電路(上述"與，，電路3)在1組中的D觸發(fā)器的輸出為"1111"時，輸出進位信號Cin，并輸入到高位的(下一個的)組。由此，能構成多bit的計數(shù)器。在為紅外線遙控接收機20a的情況下，帶通濾波器5的中心頻率采用普通的規(guī)格，為40kHz, 脈沖周期為25 n sec。所以，根據(jù)25 ja sec x 214=0.4096sec,將計數(shù)器9設置為14bit以上的計數(shù)器，從而能夠得到300msec以上的時間常數(shù)。圖7表示增減計數(shù)器10a以及10b (統(tǒng)稱為增減計數(shù)器10)的具體的結構例。增減計數(shù)器10具有多個7位同步式二進制計數(shù)器，該7位同步式二進制計數(shù)器由設置了 7級的計數(shù)器單元36和輸入了所有級的計數(shù)器單元36具有的"異或，，電路1的輸出A0 A6的"與，，電路5構成，其中，所述計數(shù)器單元36由兩個"異或，，電路、"與，，電路、以及D觸發(fā)器構成。而且，以下將 1個7位同步式二進制計數(shù)器記載為l組。l組中的"與，，電路5在所有級的計數(shù)器單元36具有的"異或"電路l的輸出為'T，時，輸出進位信號Cina, 并輸入到高位的(下一個)組。在1組中的第n (n=l~7)級的計數(shù)器單元36中，"異或"電路1的一個輸入端子被輸入計數(shù)控制信號UD，另一個輸入端子與第n級的計數(shù)器單元 36具有的"異或"電路2的另一個輸入端子連接的同時，連接到第n級的計數(shù)器單元36具有的DEF的輸出端子Q。第n級的計數(shù)器單元36具有的"與" 電路被連接第n-1級的計數(shù)器單元36具有的"與，，電路的輸出端子和第n-l 級的計數(shù)器單元36具有的"異或"電路l的輸出端子，其輸出端子被輸入到第n級計數(shù)器單元36具有的"異或"電路2的一個輸入端子，同時，與第n 級的計數(shù)器單元36具有的"異或"電路1的輸出端子一起被連接到第n+l級的計數(shù)器單元36具有的"與"電路。第n級的計數(shù)器單元36具有的"異或"
電路2的輸出端子被連接到第n級的計數(shù)器單元36具有的DEF的輸入端子 D。 1組中的初級的計數(shù)器單元36具有的"與，，電路被輸入起動信號EN和來自低位(前組)的進位信號Cina。1組具有上述那樣的構成，對于時鐘CLK的輸入，從0000000 1111111 為止對脈沖進行計數(shù)。另外，在計數(shù)控制信號UD被輸入H (高)電平的信號的情況下，進行遞增計數(shù)，在被輸入L(低)電平的信號的情況下，進行遞減計數(shù)。這里，計數(shù)器9以及增減計數(shù)器IO分別具有掃描路徑，能夠進行移位寄存器動作。并且，在作為規(guī)定時間的晶片測試時，通過以相同時鐘CLK輸入使計數(shù)器9以及增減計數(shù)器10工作(正常工作時分別以不同的時鐘CLK輸入來工作)，從而測試設計變得容易，并能夠提高故障檢測率。圖8 ( a)表示計數(shù)器9以及增減計數(shù)器10所使用的D觸發(fā)器40的具體的結構例，圖8 (b)以及圖8(c)表示D觸發(fā)器40的動作。D觸發(fā)器40 由時鐘控制反相器(以下僅記載為反相器IN)、"與，，電路、以及"或非，，電路(NOR)構成。首先說明元件的連接關系。D觸發(fā)器40的輸入端子D被連接反相器IN 1,反相器IN 1的輸出端子被連接到"與"電路11的另一個輸入端子。"與"電路ll的一個輸入端子被連接著用于設定D觸發(fā)器40的輸出的H輸出設定端子OS(初始值設定部件)。 "與"電路11的輸出端子被連接到"或非"電路l的另一個輸入端子，"或非，，電路1的一個輸入端子連接著用于復位D觸發(fā)器40的、作為L輸出設定端子的復位端子RST (初始值設定部件)。"或非"電路l的輸出端子被連接反相器IN2,反相器IN2的輸出端子被連接到"與"電路ll的另一個輸入端子。另外，"或非，，電路1的輸出端子被連接反相器IN3，反相器IN3的輸出端子被連接到"與"電路12的另一個輸入端子。"與"電路12的一個輸入端子被連接著H輸出設定端子OS。"與"電路12的輸出端子被連接到"或非" 電路2的另一個輸入端子，"或非"電路2的一個輸入端子被連接復位端子 RST。"或非"電路2的輸出端子被連接反相器IN4，反相器IN4的輸出端子被連接到反相器IN3的輸出端子。"或非"電路2的輸出端子為D觸發(fā)器40 的輸出端子Q,反相器IN4的輸出端子為D觸發(fā)器4 0的輸出端子。。接著，使用圖8 (b)以及圖8 (c)說明D觸發(fā)器40的動作。圖8(b)
表示輸入H (高)電平的信號作為時鐘CLK的情況，圖8 (c)表示輸入L (低)電平的信號作為時鐘CLK的情況。D觸發(fā)器40如上述那樣具有H輸出設定端子OS以及復位端子RST，從而能夠設定D觸發(fā)器40的輸出。具體來講，在對H輸出設定端子OS輸入L(低)電平的信號的情況下，能夠使D 觸發(fā)器40的輸出(輸出Q)為"H",并且在對復位端子RST輸入H (高) 電平的信號的情況下，能夠使用于復位D觸發(fā)器40的、即D觸發(fā)器40的輸出(輸出Q)為"L"。以下說明各個情況。首先，如圖8 (b)所示，說明輸入H(高)電平的信號作為時鐘CLK、并對復位端子RST輸入H (高)電平的信號，從而使D觸發(fā)器40的輸出為 "L"的情況。.如圖8 (b)所示，輸入H (高)電平的信號作為時鐘CLK時，反相器 IN1以及反相器IN4變成高阻抗狀態(tài)。并且，通過對復位端子RST輸入H(高) 電平的信號，從而"或非，，電路1的一個輸入端子被輸入H (高)電平的信號，其結果，無論"與"電路11的輸出為何種電平，"或非"電路l的輸出都為L(低)電平，因此，能夠?qū)?與"電路ll和"或非"電路l看成輸出為L(低)電平的一個反相器(圖中的IN 11 )。同樣，能夠?qū)?與"電路12 和"或非"電路2看成輸出為L (低)電平的一個反相器(圖中的IN 12)。由此，能夠使D觸發(fā)器40的輸出為"L"。接著，如圖8 (c)所示，說明輸入L (低)電平的信號作為時鐘CLK，并對復位端子RST輸入H (高)電平的信號，從而使D觸發(fā)器40的輸出為 "L，，的情況。此時，反相器IN2以及反相器IN3變成高阻抗狀態(tài)。并且，能夠?qū)?與" 電路ll和"或非"電路1看成輸出為L(低)電平的INll,并能夠?qū)?與" 電路12和"或非"電路2看成輸出為L(低)電平的反相器IN12。由此，能夠使D觸發(fā)器40的輸出為"L"。接著，如圖8 (b)所示，說明作為時鐘CLK輸入H (高)電平的信號，并對H輸出設定端子OS輸入L電平的信號，從而使D觸發(fā)器40的輸出為 "H"的情況。如圖S (b)所示，輸入H (高)電平的信號作為時鐘CLK時，反相器 IN1以及反相器IN 4變成高阻抗狀態(tài)。并且，通過對H輸入設定端子OS輸入L (低)電平的信號，從而對"與"電路ll的一個輸入端子輸入L (低)
電平的信號，其結杲，"與，，電路ll的輸出一定為L (低)電平。"或非，，電路1的一個輸入端子通過復位端子RST被輸入L(低)電平的信號，因此"或非"電路l的輸出一定為H(高)電平，其結果，能夠?qū)?與"電路ll和"或非"電路1看成輸出成為H (高)電平的一個反相器(圖中的INlla)。同樣，能夠?qū)?與"電路12和"或非"電路2看成輸出為H(高)電平的一個反相器(圖中的IN12a)。由此，能夠使D觸發(fā)器40的輸出為"H"。接著，如圖8 (c)所示，說明輸入L (低)電平的信號作為時鐘CLK、并對H輸出設定端子OS輸入L電平的信號，從而使D觸發(fā)器40的輸出為 "H"的情況。此時，反相器IN2以及反相器IN3變成高阻抗狀態(tài)。并且，能夠?qū)?與" 電路ll和"或非"電路1看成輸出為H(高)電平的INlla,并能夠?qū)?與" 電路12和"或非，，電路2看成輸出為H(高)電平的反相器IN12a。由此，能夠使D觸發(fā)器40的輸出為"H"。如上，通過對D觸發(fā)器40的H輸出設定端子OS輸入L(低)電平的信號，并且，對復位端子RST輸入H電平的信號，能夠設定D觸發(fā)器40的輸出。由此，在電源接通時，能夠設定放大器4的增益、帶通濾波器5的增益以及Q值。其結果，能夠根據(jù)使用環(huán)境將放大器4的增益、帶通濾波器5的增益以及Q值適當?shù)卦O定成最佳的值，因此能夠?qū)崿F(xiàn)適當?shù)嘏c使用環(huán)境對應的紅外線遙控接收4幾20a。[實施方式2]關于本發(fā)明的其它的實施方式，基于圖9 圖ll說明如下。圖9表示紅外線遙控接收機20b的結構例。另外，假設賦予了與圖l所示的紅外線遙控接收機20a相同的符號的部件具有相同的功能，不特別說明其動作等。紅外線遙控接收機20b對于紅外線遙控接收機20a的結構來說，包括載波檢測電路12b取代載波檢測電路12a的結構。載波檢測電路12b相對于載波檢測電路12a的結構，包括比較器6d (第 4比較器)、取代邏輯電路8的邏輯電路8a以及選擇器電路11。比較器6d的一個輸入端子被輸入帶通濾波器5的輸出信號bpf,另一個輸入端子被輸入作為第2載波檢測電平的閾值電壓Vth4 (第4閾值電壓)。閾值電壓Vthl Vth4 具有這樣的關系，即Vthl<Vth3<Vth4<Vth2。圖10表示邏輯電路8a的結構例。邏輯電路8a為與邏輯電路8大致相同的結構，但是取代增減計數(shù)器10b 而具有增減計數(shù)器10bb。增減計數(shù)器10bb與增減計數(shù)器10b同樣進行帶通濾波器5的控制，同時進行選擇器電路11的控制。更具體地說，在被輸入了比較器6b的輸出信號D2的情況下，對選擇器電路11輸出選擇控制信號cts。選擇器電路11被輸入比較器6b的輸出信號D2和比較器6d的輸出信號 D4,并從這兩個輸出信號中選擇載波。載波的選擇基于從上述的邏輯電路8a 中的增減計數(shù)器10bb輸出的選擇控制信號cts來選擇。在被輸入選擇控制信號cts的情況下，輸出比較器6d的輸出信號D4作為載波。這樣，在比較器6b的輸出信號D2被輸出的情況下，即，在被判斷為產(chǎn) 生帶通濾波器5的輸出信號bpf電平不適合遙控發(fā)送信號、且比較器6c的輸出信號D3的脈沖寬度變大等的問題的情況下，比較器6d的輸出信號D4作為載波被輸出到后級的電路，從而能夠輸出適合于遙控發(fā)送信號的載波。而且，由于將以比閾值電壓Vth3大的電平的閾值電壓Vth4比較后的比較器6d 的輸出信號D4作為載波輸出，所以能進一步降低逆變式熒光燈噪聲引發(fā)的誤動作。進而，在本實施方式2的結構中，也能夠應對遙控發(fā)送信號輸入時的逆變式熒光燈噪聲的突然產(chǎn)生(例如突然使逆變式熒光燈點亮而產(chǎn)生)。使用圖 ll來說明。圖11表示逆變式熒光燈噪聲突然發(fā)生時的紅外線遙控接收機20b 的各電路的動作波形。 .如圖所示，即使突然產(chǎn)生逆變式熒光燈噪聲(圖中的信號帶通濾波器5 ), 在噪聲產(chǎn)生以前，也會通過輸出比較器6b的輸出信號D2，從選擇器電路ll 輸出閾值電壓較高的比較器6d的輸出信號D4作為載波。由此，能夠防止突然的逆變式熒光燈噪聲產(chǎn)生的誤動作。[實施方式3]以上，在實施方式1以及2中說明了將本發(fā)明應用于紅外線遙控接收機的情況。在本實施方式中，表示將本發(fā)明應用于IrDAControl的情況。另夕卜，增益控制等的動作由于和實施方式1以及2—樣，所以這里省略。另外，這里雖然只應用實施方式1中的結構，但是不言而喻，也能夠應用實施方式2 的結構。圖12表示IrDA Control 70的結構例。另外，假設賦予與圖1所示的紅外
線遙控接收機20a相同的標號的部件具有相同的結構，并不特別說明其動作等。IrDA Control 70具有發(fā)送單元50以及接收單元60。發(fā)送單元50由LED 及其驅(qū)動電路構成。接收單元60為與紅外線遙控接收機20a同樣的結構，但是,.IrDA Control由于副載波為1.5MHz,所以包括中心頻率為1.5MHz的作為帶通濾波器5的帶通濾波器5a、以及振蕩頻率fosc為1.5MHz的作為振蕩電5各7的振蕩電^各7a。以上，由各實施方式所示的本發(fā)明的紅外線信號處理電路不會產(chǎn)生以往的結構產(chǎn)生的各種問題。以下說明該點。首先，在專利文獻1的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，設置某時間范圍Tcheck，在該時間范圍Tcheck中根據(jù)是否產(chǎn)生了休止時間Td來判別是紅外線遙控信號還是噪聲，在為噪聲的情況下，進行放大器的控制。但是，在該數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng) 中，紅外線信號因使用的廠商不同而不同(例如NEC碼、sony碼、RCMM 碼等十幾種)，有時根據(jù)紅外線信號而不適合于休止期間Td，產(chǎn)生不能接收那種紅外線信號的問題。另外，如專利文獻5 (日本公開專利公報特開 2006-60410號公報(
公開日2006年3月2日))中所指出的那樣，產(chǎn)生增益速度慢且不能應對突然產(chǎn)生噪聲這樣的問題。但是，例如在紅外線遙控接收機20a中，與專利文獻l不同，由于不是檢測紅外線遙控信號的參數(shù)的結構，所以能夠應對所有的紅外線信號。另夕卜，在紅外線遙控接收機20b，通過選擇器電路11也能夠應對噪聲的突然發(fā)生。另外，專利文獻2公開了一種將帶通濾波器的輸出信號解調(diào)并將該解調(diào) 后的信號作為觸發(fā)來控制放大器以及帶通濾波器的接收機電路。但是，產(chǎn)生了這樣的問題，即該接收機電路在逆變式熒光燈噪聲以高發(fā)光強度入射的情況下，帶通濾波器的輸出信號因噪聲而飽和，解調(diào)后的信號始終為L (低) 電平，所以不能作為觸發(fā)來利用，不能進行放大器以及帶通濾波器的控制。但是，例如在紅外線遙控接收機20a,為通過比較帶通濾波器5的輸出信號bpf的比較器6的輸出信號進行控制的結構，在只有帶通濾波器5振動才需要控制的情況下，由于比較器6的輸出信號不會消失，所以不會產(chǎn)生專利文獻2那樣的不能控制的狀況。另外，專利文獻3公開了一種通過檢測帶通濾波器的輸出信號并使帶通濾波器的Q值增大，從而降低噪聲的遙控光接收裝置。但是，使帶通濾波器
的Q值增加時，會產(chǎn)生帶通濾波器的穩(wěn)定性下降這樣的問題或者由于帶通濾波器的輸出信號的波形失真變大而引起的接收靈敏度下降這樣的問題。對于這種問題，使用圖13來詳細地說明。圖13 (a)表示帶通濾波器的極點配置，圖13 (b)表示輸入了遙控發(fā)送信號的情況下的帶通濾波器的輸出信號波形。首先，敘述帶通濾波器的穩(wěn)定性。算式(4)表示帶通濾波器的傳遞函數(shù)，算式(5)表示極pl、 p2。<formula>formula see original document page 25</formula>如圖13 (a)所示，通過使帶通濾波器的Q值增加，極點(pole)配置靠近右半平面。其結果，在負反饋電路中，極點配置存在于右半平面時，基于系統(tǒng)不穩(wěn)定這樣的尼套斯特(nyquist)的穩(wěn)定判別法，帶通濾波器為不穩(wěn)定，產(chǎn)生振蕩這樣的問題。接著，敘述帶通濾波器的輸出信號的波形失真。關于帶通濾波器的正弦波響應，將正弦波的拉普拉斯變換作為算式(6)，能夠通過H (s) F (s)的拉普拉斯逆變換而得到(算式(7))。<formula>formula see original document page 25</formula>可知，算式(7)中的(l-exp (-co0t/2/Q))影響波形失真，所以通過使 Q值增加，從而波形失真變大。并且，如果帶通濾波器的輸出信號的波形失真變大，則接收靈敏度下降。特別地，遙控發(fā)送信號的基頻的脈沖寬度小時，波形失真相對地變大。所以，帶通濾波器的Q值通常被設定在10 15左老。但是，例如，在紅外線遙控接收機20a中，由于比較器6b的輸出信號 D2被輸出而判斷為放大器4的增益、帶通濾波器5的增益以及Q值較大，并且快速進行帶通濾波器5的控制，以使帶通濾波器5的增益以及Q值減少。因此不會產(chǎn)生上述那樣的問題。另外，專利文獻4 (日本公開專利公報特開平11-331076號公報(公開曰1999年11月30日))公開了一種根據(jù)檢測到的噪聲電平電壓等生成用于檢測載波的基準電平電壓的紅外線信號處理電路。在該紅外線信號處理電路中，在紅外線信號輸入時，上述基準電壓電平變動時接收靈敏度下降，因此需要以時間常數(shù)較大的積分電路來使上述基準電壓電平平滑。因此，會產(chǎn)
生這樣的問題，上述紅外線信號處理電路所內(nèi)置的積分電路的電容變大，芯片尺寸增大，與此同時成本增加。但是，例如在紅外線遙控接收機20a中，能夠?qū)壿嬰娐吩O定較大的時間常數(shù)，所以能夠降低積分電路的電容。而且，在專利文獻5中公開了一種通過縮小增益調(diào)整電路的時間常數(shù)來應對突然產(chǎn)生的逆變式熒光燈噪聲的增益調(diào)整電路。但是，此時，由于上述增益調(diào)整電路的時間常數(shù)小，所以會產(chǎn)生接收靈敏度p爭低這樣的問題。但是，在紅外線遙控接收機20b中，通過由選擇器電路ll來適當改變載波檢測電平，從而不使接收靈敏度降低也能夠減少突然的逆變式熒光燈噪聲引發(fā)的誤動作。其中，在帶通濾波器的Q值增加時，會產(chǎn)生這樣的問題，即帶通濾波器引起的接收靈敏度降低這樣的問題。這些問題在專利文獻3所公開的、檢測帶通濾波器的輸出信號、使帶通濾波器的Q值增大來進行噪聲的降低的遙控光接收裝置也會產(chǎn)生。因此，本實施方式中的載波檢測電路還具有第3比較器，該第3比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為用于判定上迷帶通濾波器的輸出信號的電平的峰值檢測電平的、大于上述第2閾值電壓的電平的第3閾值電壓，上述邏輯電路也可以基于上述第3比較器的輸出信號來控制上述帶通濾波器的增益以及Q值，以便使上述第3比較器的輸出信號不被輸出。根據(jù)上述的結構，上述載波檢測電路具有第3比較器，在從上述第3比較器輸出輸出信號的情況下，判斷為上述帶通濾波器的增益以及Q值較大，并且控制上述帶通濾波器的增益以及Q值。由此，能夠抑制由于帶通濾波器的穩(wěn)定性的提高以及波形失真所S1起的接收靈敏度的下降。本實施方式中的載波檢測電路的上述邏輯電路優(yōu)選包括多個計數(shù)器，這些計數(shù)器進行用于通過對上述多個比較器的輸出信號計數(shù)規(guī)定脈沖數(shù)，來控制上述放大電路以及上述帶通濾波器的脈沖輸出。而且，本發(fā)明中的載波檢測電路除了上述的結構之外，上述載波檢測電路還具有用于使時鐘信號振蕩的振蕩電路，上迷邏輯電路也可以具有第1計數(shù)器，通過對上述振蕩電路的時鐘信號計數(shù)，輸出用于增加上述放大電路的增益的第1放大電路控制信號，同時，通過對上述振蕩電路的時鐘信號進行計數(shù)，輸出使上述帶通濾波
器的增益以及Q值增加的帶通濾波器控制信號；第2計數(shù)器，通過對上述第 1比較器的輸出信號計數(shù)，輸出使上迷放大電路的增益減少的第2放大電路控制信號；第1增減計數(shù)器，通過對上述第1放大電路控制信號進行計數(shù)，輸出用于使上述放大電路的增益增加的第l控制信號，同時，通過對上述第2放大電路控制信號進行計數(shù)，輸出使上述放大電路的增益減少的第2控制信號；以及第2增減計數(shù)器，通過對上述帶通濾波器控制信號進行計數(shù)，輸出使上述帶通濾波器的增益以及Q值增加的第3控制信號，同時，通過對上述第3比較器的輸出信號計數(shù)，輸出用于使上述帶通濾波器的增益以及Q值減少的第4控制信號。根據(jù)上述的結構，上述載波檢測電路具有數(shù)字電路，所以能夠使芯片尺寸縮小，與此同時能夠降低成本。專利文獻4公開了一種通過檢測到的噪聲電平電壓等來生成用于檢測載波的基準電平電壓的紅外線信號處理電路。這里，在紅外線信號輸入時，在上述基準電壓電平變動時，接收靈敏度降低，所以需要由時間常數(shù)較大的積分電路來使上述基準電壓電平平滑。因此，上述紅外線信號處理電路產(chǎn)生這樣的問題，即內(nèi)置的積分電路的電容變大，由此引起的芯片尺寸增大，成本增力口。但是，在上述載波檢測電路中，能夠通過上述計數(shù)器設定大的時間常數(shù)，因此能夠降低積分電路的容量。另外，作為對上述計數(shù)器設定大的時間常數(shù) 的方法，例如能夠通過增大上述第1增減計數(shù)器中所輸入的上述第l放大電路控制信號的時間常數(shù)來實現(xiàn)。另外，由于能夠設定上述大的時間常數(shù)，能夠消除增益的急劇的變動，并在紅外線信號輸入時，得到穩(wěn)定的接收靈敏度。本實施方式中的載波檢測電路除了上述的結構之外，也可以在上述第1 計數(shù)器的復位端子上輸入上述第2比較器的輸出信號。根據(jù)上述的結構，上述第1計數(shù)器的復位端子被輸入上述第2比較器的輸出信號，因此在上述第2比較器的輸出信號被輸出期間，上述第1計數(shù)器的動作停止。因此，不進行上述放大電路的增益增加控制、上述帶通濾波器的增益以及Q值增加控制，而僅進行上述放大電路的增益減少控制，從而能夠減小增益的變動(偏差)，在紅外線信號輸入時，能夠得到穩(wěn)定的接收靈敏度。另外，因為僅進行上述放大電路的增益減少控制，所以能夠進一步降低干擾光噪聲引發(fā)的誤動作。本實施方式中的載波檢測電路，其中上述第l增減計數(shù)器也可以包括用于設定上述放大電路的增益的初始值的第l初始值設定單元，上述第2增減計數(shù)器也可以具有用于設定上述帶通濾波器的增益以及Q值的各初始值的第2初始值設定單元。根據(jù)上述的結構，上述第1增減計數(shù)器包括用于設定上述放大電路的增益的初始值的第1初始值設定功能。另外，上述第2增減計數(shù)器包括用于設定上述帶通濾波器的增益以及Q值的各初始值的第2初始值設定功能。由此，根據(jù)使用環(huán)境能夠?qū)⑸鲜龈鞒跏贾颠m當設定成最佳的值，所以能夠?qū)崿F(xiàn)適當地應對使用環(huán)境的紅外線信號處理電路。本實施方式中的載波檢測電路，其中上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù)器具有掃描路徑，在規(guī)定時間，上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù) 器也可以以同一時鐘動作。根據(jù)上述的結構，上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù)器具有掃描路徑，因此能夠進行移位寄存器動作。并且，在規(guī)定時間的晶片測試時，通過使上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù)器以同一時鐘動作，測試設計變得容易，并能夠提高故障檢測率。本實施方式中的載波檢測電路，其中上述比較器也可以是遲滯比較器。根據(jù)上述的結構，上迷比較器是遲滯比較器。據(jù)此，上述帶通濾波器的輸出信號即使為接近上述各閾值電壓的情況下，上述比較器的輸出信號的脈沖寬度也能夠增大，并能夠可靠地觸發(fā)上述邏輯電路。本實施方式中的載波檢測電路，其中上述振蕩電路的振蕩頻率可以是與上述帶通濾波器的中心頻率相同的頻率。另外，本實施方式中的載波檢測電路，其中上述振蕩電路的振蕩頻率也可以是比上述帶通濾波器的中心頻率小的頻率。上述多個比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號，所以該輸出信號的頻率為上述帶通濾波器的中心頻率。因此，使上迷振蕩電路的振蕩頻率為與上述帶通濾波器的中心頻率相,同的頻率，從而能夠降低兩者的輸出信號的時間偏差，并能夠降低上述邏輯電路的誤動作。另外，通過使上述振蕩電路的振蕩頻率為比上述帶通濾波器的中心頻率小的頻率，能夠使通過上述振蕩電路的輸出信號(時鐘信號)來進行計數(shù)動作的計數(shù)器的時間常數(shù)增大而不增大計數(shù)器的bit數(shù)。
本實施方式中的載波檢測電路，上述載波檢測電路還可以具有第4比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第2載波;險測電平的、大于上述第2閾值電壓的電平的第4閾值電壓；以及選擇器電路，從上述第2比較器的輸出信號和上述第4比較器的輸出信號中選擇上述載波。
根據(jù)上述結構，載波檢測電平被適當變更。例如，選擇器電路在上述第 3比較器的輸出信號被輸出的情況下，即，在被判斷為產(chǎn)生上述帶通濾波器的輸出信號不適合于接收到的遙控發(fā)送信號、并且上述第2比較器的輸出信號的脈沖寬度變大等的問題的情況下，將以電平比上述第2閾值電壓大的閾值電壓進行比較的第4比較器的輸出信號選擇為載波。由此，能夠?qū)τ诮邮?到的遙控發(fā)送信號輸出適當?shù)妮d波。而且，能夠進一步降低逆變式熒光燈噪聲引起的誤動作。
進而，如上述那樣，通過改變載波檢測電平，也能夠在紅外線信號輸入時，應對突然發(fā)生的逆變式熒光燈噪聲的入射的情況，也能夠降低逆變式熒光燈噪聲突然引起的誤動作。
發(fā)明的詳細的說明項中完成的具體的實施方式或者實施例最終是用于明確本發(fā)明的技術內(nèi)容，不應該被狹義地解釋成僅限定成那樣的具體例子，在本發(fā)明的精神和接下來記載的權利要求書的范圍內(nèi)，是能夠進行各種變更來實施的。
權利要求
1、一種載波檢測電路，包括在紅外線信號處理電路中，進行載波的檢測，所述紅外線信號處理電路包括光接收元件，將光接收的紅外線信號變換成電信號；放大電路，放大所述電信號；帶通濾波器，從所放大的電信號中取出載波頻率分量；以及積分電路，進行從上述載波頻率分量所檢測出的載波的積分，其特征在于，該載波檢測電路包括第1比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為噪聲檢測電平的第1閾值電壓；第2比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第1載波檢測電平的、電平比上述第1閾值電壓大的第2閾值電壓；以及邏輯電路，基于上述第1比較器的輸出信號，控制上述放大電路的增益，以使上述第1比較器的輸出信號不被輸出，同時，將上述第2比較器的輸出信號作為上述載波輸出。
2、如權利要求1所述的載波檢測電路，其特征在于上述載波檢測電路還包括第3比較器，該第3比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為用于判定上述帶通濾波器的輸出信號的電平的峰值檢測電平的、電平比上述第2閾值電壓大的第3閾值電壓，上述邏輯電路基于上述第3比較器的輸出信號，控制上述帶通濾波器的增益以及Q值，以使上述第3比較器的輸出信號不被輸出。
3、如權利要求2所述的載波檢測電路，其特征在于上述邏輯電路包括多個計數(shù)器，通過這些計數(shù)器對上述多個比較器的輸出信號進行規(guī)定脈沖數(shù)的計數(shù)，從而進行用于控制上述放大電路以及上述帶通濾波器的脈沖輸出。
4、如權利要求3所述的載波檢測電路，其特征在于上述載波檢測電路還包括使時鐘信號振蕩的振蕩電路，上述邏輯電路包括第l計數(shù)器，通過對上述振蕩電路的時鐘信號進行計數(shù)，輸出使上述放大電路的增益增加的第l放大電路控制信號，同時通過對上述振蕩電路的時鐘信號進行計數(shù)，輸出用于使上述帶通濾波器的增益以及Q值增加的帶通濾波器控制信號；第2計數(shù)器，通過對上述第1比較器的輸出信號計數(shù)，輸出使上述放大電路的增益減少的第2放大電路控制信號；第l增減計數(shù)器，通過對上述第1放大電路控制信號進行計數(shù)，輸出使上述放大電路的增益增加的第1控制信號，同時，通過對上述第2放大電路控制信號進行計數(shù)，輸出使上述放大電路的增益減少的第2控制信號；以及第2增減計數(shù)器，通過對上迷帶通濾波器控制信號進行計數(shù)，輸出使上迷帶通濾波器的增益以及Q值增加的第3控制信號，同時，通it^上述第3 比較器的輸出信號進行計數(shù)，輸出使上述帶通濾波器的增益以及Q值減少的第4控制信號。
5、如權利要求4所述的載波檢測電路，其特征在于上述第1計數(shù)器的復位端子上被輸入上述第2比較器的輸出信號。
6、如權利要求4所述的載波檢測電路，其特征在于上述第1增減計數(shù)器包括用于設定上述放大電路的增益的初始值的第1 初始值設定單元，上述第2增減計數(shù)器包括用于設定上述帶通濾波器的增益以及Q值的各初始值的第2初始值設定單元。
7、如權利要求4所述的載波檢測電路，其特征在于上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù)器包括掃描路徑，在規(guī)定時間，上述多個計數(shù)器以及上述多個增減計數(shù)器以同一時鐘動作。
8、如權利要求2所述的載波檢測電路，其特征在于上述比較器為遲滯比較器。
9、如權利要求4所述的載波檢測電路，其特征在于上述振蕩電路的振蕩頻率是與上述帶通濾波器的中心頻率相同的頻率。
10、如權利要求4所述的載波檢測電路，其特征在于上述振蕩電路的振蕩頻率是比上述帶通濾波器的中心頻率小的頻率。
11、如權利要求2所迷的載波檢測電路，其特征在于-. 上述載波纟企測電^ 各還包括第4比較器，比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第2載波檢測電平的、電平比上述第2閾值電壓大的第4閾值電壓；以及選擇器電路，從上述第2比較器的輸出信號和上迷第4比較器的輸出信號中選擇上述載波。
12、一種紅外線信號處理電路，其特征在于包括權利要求1~11任意一項所述的載波4全測電路。
13、一種載波檢測電路的控制方法，該載波;險測電路包括在紅外線信號處理電路中，進行載波的檢測，所述紅外線信號處理電路包括光接收元件，將光接收到的紅外線信號變換成電信號；放大電路，放大上述電信號；帶通濾波器，從所放大的電信號中取出載波頻率分量；以及積分電路，進行從上述載波頻率分量所;險測出的載波的積分，其特征在于，該方法包括如下步驟由第1比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為噪聲檢測電平的第 I閾值電壓的步驟；由第2比較器比較上述帶通濾波器的輸出信號和作為第1載波檢測電平的、電平比上述第1閾值電壓大的第2閾值電壓的步驟；由邏輯電路基于上述第1比較器的輸出信號，控制上述放大電路的增益，以使上述第1比較器的輸出信號不被輸出的步驟；以及由邏輯電路將上述第2比較器的輸出信號作為上述載波輸出的步驟。
全文摘要
紅外線遙控接收機(20a)具有載波檢測電路(12a)。載波檢測電路(12a)包括比較器(6a)，比較帶通濾波器(5)的輸出信號(bpf)和作為噪聲檢測電平的閾值電壓(Vth1)；比較器(6c)，比較帶通濾波器(5)的輸出信號(bpf)和作為第1載波檢測電平的、電平比閾值電壓(Vth1)大的閾值電壓(Vth3)；以及邏輯電路(8)，基于比較器(6a)的輸出信號(D1)，控制放大器(4)的增益，以使比較器(6a)的輸出信號(D1)不被輸出。比較器(6c)的輸出信號(D3)被作為載波輸出。由此，能夠降低由干擾光噪聲引發(fā)的誤動作。
文檔編號H04B10/105GK101119159SQ20071013642
公開日2008年2月6日申請日期2007年7月16日優(yōu)先權日2006年7月18日
發(fā)明者井上高廣申請人:夏普株式會社

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