本發(fā)明涉及一種兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器以及用該轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩步式轉(zhuǎn)換的方法，屬于電子電路設(shè)計(jì)制造技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital Converter，ADC）的作用是將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字信號(hào)，在電子系統(tǒng)中被廣泛使用。高性能傳感器要求所使用的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）達(dá)到較高的轉(zhuǎn)換精度，滿足低功耗、小尺寸要求，同時(shí)提高轉(zhuǎn)換速度。

現(xiàn)有技術(shù)中，如圖1，對(duì)于離散時(shí)間輸入的系統(tǒng)，增量三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）比其他類型的轉(zhuǎn)換器具有高精度的優(yōu)點(diǎn)，但是轉(zhuǎn)換速度和功耗大。增量三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）由N階三角積分調(diào)制器（N階Sigma-Delta 調(diào)制器”）和抽取濾波器組成。N階三角積分調(diào)制器由N個(gè)級(jí)聯(lián)積分器102-105、比較器106和數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器（Digital-to-Analog Converter，DAC）107組成，抽取濾波器由N階數(shù)字濾波器108和抽取器109組成。模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）的轉(zhuǎn)換精度由其信噪比（Signal-to-Noise Ratio，SNR）決定。對(duì)于N階增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，當(dāng)其過(guò)采樣率為M，比較器的量化電平數(shù)為L(zhǎng)時(shí)，量化噪聲相關(guān)的信噪比為

根據(jù)上述表達(dá)式，通常采取以下方法提高信噪比和精度：1）增加三角積分調(diào)制器（Sigma-Delta 調(diào)制器）的階數(shù)N；2）提高過(guò)采樣率M；3）采用多位量化，增加比較器的量化電平數(shù)L。以14位精度為例，L=2時(shí)，階數(shù)N分別為1，2，3和4所需要的過(guò)采樣率M分別為16384, 182, 46和25，轉(zhuǎn)換速度隨階數(shù)增加而加快。但增加階數(shù)需要相應(yīng)地增加調(diào)制器的積分器個(gè)數(shù)以及數(shù)字濾波器的硬件電路，令A(yù)DC的功耗和尺寸增大。提高過(guò)采樣率意味著完成一次模數(shù)轉(zhuǎn)換所需要的時(shí)鐘周期數(shù)相應(yīng)增加，降低了轉(zhuǎn)換速度。而多位量化對(duì)DAC的線性度要求提高，會(huì)增加設(shè)計(jì)復(fù)雜度和電路尺寸。

為解決上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[1]提出一種由三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）和逐次比較型ADC組合而成的擴(kuò)展計(jì)數(shù)ADC。首先用三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）轉(zhuǎn)換得到高位，其剩余電壓再通過(guò)逐次比較型ADC轉(zhuǎn)換得到低位輸出，將兩個(gè)ADC的輸出通過(guò)數(shù)字邏輯組合出最終的輸出。因?yàn)橹鸫伪容^型ADC轉(zhuǎn)換速度較快，因此總的轉(zhuǎn)換速度得到提高。但該方案的缺陷在于外加的逐次比較型ADC顯著增加了電路尺寸。

文獻(xiàn)[2]給出另一種更優(yōu)的解決方案，如圖2，采用N階三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）的硬件電路，經(jīng)過(guò)兩步轉(zhuǎn)換來(lái)提高精度和速度，第一步用調(diào)制器的N個(gè)積分器202-205和N階數(shù)字濾波器208進(jìn)行N階轉(zhuǎn)換，占用M₁個(gè)時(shí)鐘周期；第二步將第N個(gè)積分器205的輸出電壓VR作為輸入，用調(diào)制器剩下的N-1個(gè)積分器202-204和N-1階數(shù)字濾波器210進(jìn)行N-1階轉(zhuǎn)換，占用M₂個(gè)時(shí)鐘周期。將兩次轉(zhuǎn)換的結(jié)果組合并抽取得到完整的轉(zhuǎn)換結(jié)果。相應(yīng)的過(guò)采樣率M= M₁+ M₂，其信噪比和轉(zhuǎn)換精度如下：

以2階為例（即N=2），對(duì)于14位精度，L=2時(shí)要求過(guò)采樣率M=40+21=61，為傳統(tǒng)單步式2階增量三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC）的1/3，可見(jiàn)兩步式轉(zhuǎn)換在不增加硬件電路的情況下，相當(dāng)于提高了調(diào)制器階數(shù)，從而提高信噪比和轉(zhuǎn)換精度，因此功耗、電路尺寸與傳統(tǒng)2階結(jié)構(gòu)相當(dāng)。然而該兩步式方案，對(duì)相同精度和量化電平數(shù)所要求的過(guò)采樣率仍然高于傳統(tǒng)3階和4階增量三角積分模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Sigma-Delta ADC），其轉(zhuǎn)換速度還需要進(jìn)一步提升。換句話說(shuō)，對(duì)相同過(guò)采樣率和量化電平數(shù)，該兩步式方案若采用N階ADC，達(dá)到的信噪比和精度高于傳統(tǒng)單步式的N階，但低于N+1階。此外兩步轉(zhuǎn)換要分步切換使用不同階數(shù)的數(shù)字濾波器。

因此，為滿足高性能傳感器的應(yīng)用要求，同時(shí)達(dá)到高精度、低功耗和更快轉(zhuǎn)換速度的ADC仍然需要進(jìn)一步研究。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，應(yīng)用于高性能傳感器，在實(shí)現(xiàn)高精度的同時(shí)，提高轉(zhuǎn)換速度，并且以低功耗實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換，克服已有轉(zhuǎn)換器不能同時(shí)滿足這些性能要求的缺陷。具體來(lái)說(shuō)，就是以有限的功耗和電路，提高轉(zhuǎn)換器的信噪比。

另外本發(fā)明還提供一種用兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩步式增量轉(zhuǎn)換的方法。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用下列技術(shù)方案：一種兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，包括由加法電路、N-1個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器、分步選擇積分器、比較器、復(fù)選器、數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器構(gòu)成的三角積分調(diào)制器，以及由N階數(shù)字濾波器和抽取器構(gòu)成的抽取濾波器，其特征在于：第一復(fù)選器的一輸入端接輸入信號(hào)Vin、輸出端接加法電路，加法電路的輸出端接N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器，N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器的輸出端接第二復(fù)選器的輸入端，第二復(fù)選器的輸出端分別與第一、第二分步選擇積分器相連，第一、第二分步選擇積分器輸出端接第三復(fù)選器的輸入端，同時(shí)第一分步選擇積分器的輸出端接第一復(fù)選器的另一輸入端，第三復(fù)選器輸出端接比較器，比較器輸出端分別與加法電路、抽取濾波器相連。以便先對(duì)所有積分器、數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位后，通過(guò)第一復(fù)選器、加法電路、N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器、第二復(fù)選器、第一分步選擇積分器、第三復(fù)選器、比較器、DAC，經(jīng)M1個(gè)時(shí)鐘周期，完成第一步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器濾波后，通過(guò)抽取器輸出高K1位的數(shù)字輸出；再對(duì)級(jí)聯(lián)的N-1個(gè)積分器、第二分步選擇積分器以及數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位后，將第一步轉(zhuǎn)換結(jié)束時(shí)第一分步選擇積分器輸出端剩余的電壓VR送入第一復(fù)選器輸入端作為調(diào)制器的輸入，經(jīng)過(guò)加法電路、N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器、第二復(fù)選器、第二分步選擇積分器、第三復(fù)選器、比較器、DAC，經(jīng)M2個(gè)時(shí)鐘周期，完成第二步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器濾波后，通過(guò)抽取器輸出低K2位的數(shù)字輸出；上述兩步轉(zhuǎn)換構(gòu)成一個(gè)完整的模數(shù)轉(zhuǎn)換，二者的數(shù)字輸出組合在一起得到K位的最終數(shù)字輸出，即K=K1+K2。

所述比較器輸出端通過(guò)數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器DAC與加法電路相連。

本發(fā)明提供的兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器為單端電路，或者差分電路，N是大于等于2的正整數(shù)。

本發(fā)明提供的用上述兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩步式轉(zhuǎn)換的方法，經(jīng)過(guò)下列步驟：

1）對(duì)所有積分器、數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位；

2）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器的1端和0端連接，2端與其他端口斷開(kāi)連接；

3）使輸入信號(hào)Vin經(jīng)過(guò)第一復(fù)選器的1端和0端送入加法電路，由加法電路輸出至N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器；

4）通過(guò)N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器，經(jīng)第二復(fù)選器的1端送第一分步選擇積分器的輸入端；

5）由第一分步選擇積分器的輸出端送入第三復(fù)選器，再送入比較器；

6）經(jīng)M1個(gè)時(shí)鐘周期，完成第一步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器濾波后，通過(guò)抽取器輸出高K1位的數(shù)字輸出；

7） 對(duì)級(jí)聯(lián)的N-1個(gè)積分器、第二分步選擇積分器以及數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位；

8）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器的2端和0端連接，1端與其他端口斷開(kāi)連接；

9）第一分步選擇積分器輸出端剩余的電壓VR經(jīng)2端送入第一復(fù)選器，再經(jīng)過(guò)加法電路輸出至N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器；

10）通過(guò)N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器，經(jīng)第二復(fù)選器的2端送第二分步選擇積分器輸入端；

11）由第二分步選擇積分器的輸出端送入第三復(fù)選器，再送入比較器；

12）經(jīng)M2個(gè)時(shí)鐘周期，完成第二步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器濾波后，通過(guò)抽取器輸出低K2位的數(shù)字輸出；

13）步驟6）、步驟12）的數(shù)字輸出組合在一起得到K位的最終數(shù)字輸出，即K=K1+K2。

本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC的相關(guān)控制信號(hào)的工作時(shí)序示于圖4。

在第一步轉(zhuǎn)換開(kāi)始之前，通過(guò)復(fù)位信號(hào)RST和RST1將所有積分器和數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位。在第一步轉(zhuǎn)換階段，開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇外部模擬輸入信號(hào)Vin作為調(diào)制器的輸入進(jìn)行N階轉(zhuǎn)換，跟隨采樣時(shí)鐘進(jìn)行M1個(gè)周期的轉(zhuǎn)換。具體操作為：將Vin連接到加法電路的同向輸入端，比較器輸出經(jīng)過(guò)DAC連接到加法電路反相輸入端，該加法電路的輸出連接第一個(gè)積分器的輸入端。前N-1個(gè)積分器與第一分步選擇積分器順次連聯(lián)得到N個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器；而第二分步選擇積分器在該階段不工作，并斷開(kāi)與其他電路的連接。第一分步選擇積分器的輸出作為比較器的輸入，通過(guò)與參考電平的比較，比較器輸出相應(yīng)電平的脈沖序列Y，該序列經(jīng)過(guò)數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器（DAC）轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的模擬信號(hào)（假設(shè)有L個(gè)電平），反饋回加法電路的反相輸入端，與輸入信號(hào)Vin運(yùn)算后得到N個(gè)級(jí)聯(lián)積分器在下一時(shí)鐘周期的輸入。由此實(shí)現(xiàn)了N階Sigma-Delta調(diào)制。而比較器的輸出，每一個(gè)時(shí)鐘周期都作為N階數(shù)字濾波器的輸入，經(jīng)過(guò)數(shù)字濾波器濾波后，再進(jìn)行抽取，由此ADC經(jīng)過(guò)M1個(gè)時(shí)鐘周期后得到高K1位的輸出DO[K : (K-K1+1)]。

第一步轉(zhuǎn)換完成后，復(fù)位信號(hào)RST對(duì)調(diào)制器中的前N-1個(gè)積分器、第二分布選擇積分器以及數(shù)字濾波器進(jìn)行復(fù)位，然后通過(guò)選擇信號(hào)SW切換第一分布選擇積分器的輸出作為調(diào)制器的輸入進(jìn)行第二步轉(zhuǎn)換的N階調(diào)制，即將第一步轉(zhuǎn)換結(jié)束后的剩余電壓VR再進(jìn)行M2個(gè)時(shí)鐘周期的N階調(diào)制轉(zhuǎn)換。具體配置為：將第一分布選擇積分器輸入端、輸出端斷開(kāi)與任何電路的連接，將該積分器的輸出端連接到加法電路的同向輸入端，令該積分器作為保持電路提供第二步轉(zhuǎn)換的輸入信號(hào)；前N-1個(gè)積分器與第二分步選擇積分器順次連聯(lián)得到N個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器，并將第二分步選擇積分器的輸出作為比較器的輸入；其他電路的連接關(guān)系與第一步轉(zhuǎn)換階段的相同。第二步轉(zhuǎn)換階段同樣進(jìn)行N階Sigma-Delta調(diào)制，只是調(diào)制器的輸入信號(hào)是第一步轉(zhuǎn)換剩余的電壓。在第二步轉(zhuǎn)換階段，所使用的抽取濾波器和第一步的相同，即仍然使用N階數(shù)字濾波器和抽取器，由此ADC經(jīng)過(guò)M2個(gè)時(shí)鐘周期后得到低K2位的輸出DO[K2:1]。

兩步轉(zhuǎn)換得到的結(jié)果DO[K : (K-K1+1)]和DO[K2:1]組合在一起，得到ADC一次完整轉(zhuǎn)換的數(shù)字輸出結(jié)果DO[K : 1]，其中位數(shù)K滿足K=K1+K2。由于兩個(gè)步驟的轉(zhuǎn)換分別進(jìn)行了M1和M2個(gè)時(shí)鐘周期，因此ADC的過(guò)采樣率為M=M1+M2。每個(gè)步驟的轉(zhuǎn)換，抽取器都以該過(guò)采樣率M對(duì)結(jié)果抽取得到奈奎斯特率的輸出。

本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC能夠達(dá)到發(fā)明目的的機(jī)理在于：

對(duì)輸入信號(hào)Vin在第一步轉(zhuǎn)換時(shí)進(jìn)行N階Sigma-Delta調(diào)制轉(zhuǎn)換，得到高位輸出；而經(jīng)過(guò)M1個(gè)周期轉(zhuǎn)換后，最后一級(jí)積分器的剩余輸出電壓VR作為第二步轉(zhuǎn)換的輸入信號(hào)，再進(jìn)行N階Sigma-Delta調(diào)制轉(zhuǎn)換，經(jīng)過(guò)M2個(gè)周期轉(zhuǎn)換得到低位輸出。兩次轉(zhuǎn)換的結(jié)果組合得到一次完整轉(zhuǎn)換的輸出結(jié)果。因此該ADC的信噪比和轉(zhuǎn)換精度分別為

因此本質(zhì)上，本發(fā)明所述ADC是對(duì)N階Sigma-Delta調(diào)制轉(zhuǎn)換得到的輸出結(jié)果又進(jìn)行了N階Sigma-Delta調(diào)制轉(zhuǎn)換，相當(dāng)于N²階調(diào)制，即通過(guò)高階調(diào)制提高了信噪比，獲得更高精度的轉(zhuǎn)換結(jié)果。而在電路的硬件開(kāi)銷上，僅比傳統(tǒng)N階增量Sigma-Delta ADC增加了一個(gè)積分器和開(kāi)關(guān)信號(hào)控制的復(fù)選器，就顯著提高了轉(zhuǎn)換精度和信噪比。

相比傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC和文獻(xiàn)[2]提出的兩步式結(jié)構(gòu)，本發(fā)明在調(diào)制器中所增加的一個(gè)分布選擇積分器（306），在第一步轉(zhuǎn)換時(shí)該積分器被關(guān)斷不工作，在第二步轉(zhuǎn)換時(shí)該積分器作為級(jí)聯(lián)的最后一個(gè)積分器，由于Sigma-Delta調(diào)制的噪聲整形特性，對(duì)該積分器的增益、帶寬和采樣電容的要求都是最低的，因此可以采用小面積、低功耗設(shè)計(jì)，不會(huì)給ADC造成尺寸的顯著增加。對(duì)于抽取濾波器，本發(fā)明所述ADC兩步轉(zhuǎn)換都使用相同的數(shù)字積分器和抽取器，因此面積與傳統(tǒng)增量型一樣，而文獻(xiàn)[2]提出的ADC在第一步轉(zhuǎn)換使用N階數(shù)字濾波器，第二步轉(zhuǎn)換要使用N-1階數(shù)字濾波器，額外增加了數(shù)字電路的硬件開(kāi)銷。

本發(fā)明的有益效果在于：

1）實(shí)現(xiàn)高階調(diào)制，提高信噪比和轉(zhuǎn)換精度。傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC只進(jìn)行一步N階調(diào)制轉(zhuǎn)換；文獻(xiàn)[2]提出的兩步式增量Sigma-Delta ADC第一步進(jìn)行N階調(diào)制轉(zhuǎn)換，第二步進(jìn)行N-1階調(diào)制轉(zhuǎn)換；而本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC對(duì)第一步N階調(diào)制轉(zhuǎn)換的結(jié)果再進(jìn)行第二步的N階調(diào)制轉(zhuǎn)換，因此實(shí)現(xiàn)了比前面兩種增量Sigma-Delta ADC更高階的調(diào)制，從而進(jìn)一步提高信噪比和轉(zhuǎn)換精度。以2階調(diào)制為例（N=2），當(dāng)比較器的量化電平數(shù)L=2、過(guò)采樣率M=60時(shí)，傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC的信噪比為65 dB，文獻(xiàn)[2]提出的兩步式增量Sigma-Delta ADC的信噪比為84 dB（M1=40，M2=20），本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC的信噪比為106 dB（M1=M2=30）；相應(yīng)地，這三種ADC的轉(zhuǎn)換精度分別為10.9位，14位和17.7位。

2）降低過(guò)采樣率，提高轉(zhuǎn)換速度。增量Sigma-Delta ADC的轉(zhuǎn)換速度正比于采樣時(shí)鐘頻率，同時(shí)和過(guò)采樣率成反比。本發(fā)明所述ADC進(jìn)行一次轉(zhuǎn)換的時(shí)間為兩步所用時(shí)鐘周期數(shù)的和，即M=M1+M2個(gè)周期，因此過(guò)采樣率為M。如前文所述，由于調(diào)制階數(shù)的提高，實(shí)現(xiàn)相同轉(zhuǎn)換精度所需要的采樣率隨之降低，因此轉(zhuǎn)換所需的時(shí)鐘周期減少，轉(zhuǎn)換速度提高。以2階調(diào)制為例（N=2），當(dāng)比較器的量化電平數(shù)L=2、要求的轉(zhuǎn)換精度ENOB=14位時(shí)，傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC的過(guò)采樣率M為182，文獻(xiàn)[2]提出的兩步式增量Sigma-Delta ADC的過(guò)采樣率M為60（M1=40，M2=20），本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC的過(guò)采樣率M為32（M1=M2=16）。本發(fā)明所述ADC的轉(zhuǎn)換速度為傳統(tǒng)增量型的5.7倍、文獻(xiàn)[2]所述ADC的1.9倍。

3）以低功耗實(shí)現(xiàn)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。盡管本發(fā)明所述ADC的調(diào)制器總共使用了N+1個(gè)積分器，但由于第一步轉(zhuǎn)換時(shí)調(diào)制器只有N個(gè)積分器級(jí)聯(lián)形成N階調(diào)制，另一個(gè)剩余的積分器（306）被關(guān)斷，沒(méi)有接入電路進(jìn)行工作，因此不增加功耗；在第二步轉(zhuǎn)換時(shí)，該積分器（306）作為級(jí)聯(lián)的最后一個(gè)積分器，由于Sigma-Delta調(diào)制的噪聲整形特性，對(duì)該積分器的增益、帶寬和采樣電容的要求最低，因此可以采用低功耗設(shè)計(jì)，不會(huì)給ADC造成功耗的顯著增加。對(duì)于抽取濾波器，本發(fā)明所述ADC兩步轉(zhuǎn)換都使用相同的數(shù)字積分器和抽取器，即與傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC工作時(shí)使用的硬件電路相同，因此在采樣時(shí)鐘頻率相同時(shí)，本發(fā)明所述ADC與傳統(tǒng)增量型的功耗相同，但獲得的轉(zhuǎn)換速度更高。這是因?yàn)閷?duì)于給定要求的轉(zhuǎn)換精度，如上文所述，本發(fā)明所述ADC的過(guò)采樣率僅為傳統(tǒng)增量型的1/5.7。另一方面，對(duì)于給定要求的轉(zhuǎn)換速度，由于所需要的過(guò)采樣率不同，本發(fā)明所述ADC的采樣時(shí)鐘頻率比傳統(tǒng)增量型降低了5.7倍，根據(jù)電路動(dòng)態(tài)功耗正比于時(shí)鐘頻率的基本原理，本發(fā)明所述ADC的動(dòng)態(tài)功耗也隨之顯著降低。

相比已有方案，采用本發(fā)明的兩步式增量Sigma-Delta ADC可以更好地滿足高性能的傳感器對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換精度高、轉(zhuǎn)換速度快和功耗低的要求。

附圖說(shuō)明

圖1為傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC結(jié)構(gòu)圖；

圖2為文獻(xiàn)[2]所述兩步式增量Sigma-Delta ADC結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明所述兩步式增量Sigma-Delta ADC結(jié)構(gòu)圖；

圖4為本發(fā)明實(shí)施例的兩步式增量Sigma-Delta ADC工作時(shí)序圖；

圖5為本發(fā)明實(shí)施例的兩步式增量Sigma-Delta ADC結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖，通過(guò)實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不限于下面的實(shí)施例。

實(shí)施例1

如圖3，本發(fā)明提供的兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（N階-N階），包括由加法電路301、N-1個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器302——304、第一、第二分步選擇積分器305、306、比較器307、模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（DAC） 308、第一、第二、第三復(fù)選器309、310、311構(gòu)成的兩步式三角積分調(diào)制器（Sigma-Delta 調(diào)制器），以及由N階數(shù)字濾波器312和抽取器313構(gòu)成的抽取濾波器，其中：第一復(fù)選器309的一輸入端接輸入信號(hào)Vin、輸出端0端接加法電路301，加法電路301的輸出端接N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304，N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304的輸出端接第二復(fù)選器310的0端，第二復(fù)選器310的輸出端1端與第一分步選擇積分器305相連、2端與第二分步選擇積分器306相連，第一、第二分步選擇積分器305、306輸出端接第三復(fù)選器311的1端和2端，同時(shí)第一分步選擇積分器305的輸出端接第一復(fù)選器309的另一輸入端2端，第三復(fù)選器311輸出端0端接比較器307輸入端，比較器307輸出端分別與模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（DAC）308的輸入端、抽取濾波器的N階數(shù)字濾波器312相連，模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（DAC） 308的輸出端接加法電路301的反向輸入端， N階數(shù)字濾波器312與抽取器313相連，且比較器307輸出端通過(guò)DAC與加法電路301相連。

用上述兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩步式轉(zhuǎn)換的方法，經(jīng)過(guò)下列步驟：

1）通過(guò)復(fù)位信號(hào)RST和RST1對(duì)所有積分器302——306、數(shù)字濾波器312進(jìn)行復(fù)位；

2）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器309、310、311的1端和0端連接，2端與其他端口斷開(kāi)連接；

3）使輸入信號(hào)Vin經(jīng)過(guò)第一復(fù)選器309的1端和0端送入加法電路301，由加法電路301輸出至N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304；

4）通過(guò)N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器310的0端，經(jīng)第二復(fù)選器310的1端送第一分步選擇積分器305的輸入端；

5）由第一分步選擇積分器305的輸出端送入第三復(fù)選器311的1端，再送入比較器307；

6）經(jīng)M1個(gè)時(shí)鐘周期，完成第一步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器312濾波后，通過(guò)抽取器313輸出高K1位的數(shù)字輸出；

7）通過(guò)復(fù)位信號(hào)RST對(duì)級(jí)聯(lián)的N-1個(gè)積分器302——304、第二分步選擇積分器306以及數(shù)字濾波器312進(jìn)行復(fù)位；

8）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器309、310、311的2端和0端連接，1端與其他端口斷開(kāi)連接；

9）第一分步選擇積分器305輸出端剩余的電壓VR經(jīng)2端送入第一復(fù)選器309，再經(jīng)過(guò)309的0端送加法電路301輸出至N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304；

10）通過(guò)N-1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器302——304的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器310的0端，經(jīng)第二復(fù)選器310的2端送第二分步選擇積分器306輸入端；

11）由第二分步選擇積分器306的輸出端送入第三復(fù)選器311的2端，再經(jīng)311的0端送入比較器307；

12）經(jīng)M2個(gè)時(shí)鐘周期，完成第二步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器312濾波后，通過(guò)抽取器313輸出低K2位的數(shù)字輸出；

13）步驟6）、步驟12）的數(shù)字輸出組合在一起得到K位的最終數(shù)字輸出，即K=K1+K2。

實(shí)施例2

如圖5，本發(fā)明提供的兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（2階-2階），包括由加法電路501、積分器502（此時(shí)的N等于2）、第一、第二分步選擇積分器503、504、比較器505、第一、第二、第三復(fù)選器506、507、508構(gòu)成的兩步式三角積分調(diào)制器（Sigma-Delta 調(diào)制器），以及由2階數(shù)字濾波器509和抽取器510構(gòu)成的抽取濾波器，由于比較器是單比特量化，其輸出電平數(shù)L=2，因此不需要專門的DAC電路，其中：第一復(fù)選器506的1端為輸入端接輸入信號(hào)Vin、輸出端0端接加法電路501，加法電路501的輸出端接積分器502輸入端，積分器502的輸出端接第二復(fù)選器507的0端，第二復(fù)選器507的輸出端1端與第一分步選擇積分器503相連、2端與第二分步選擇積分器504相連，第一、第二分步選擇積分器503、504輸出端接第三復(fù)選器508的1端和2端，同時(shí)第一分步選擇積分器503的輸出端接第一復(fù)選器506的另一輸入端2端，第三復(fù)選器508輸出端0端接比較器505輸入端，比較器505輸出端分別與加法電路501、抽取濾波器的2階數(shù)字濾波器509相連，2階數(shù)字濾波器509與抽取器510相連。

用上述兩步式增量模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩步式增量轉(zhuǎn)換的方法，經(jīng)過(guò)下列步驟：

1）通過(guò)復(fù)位信號(hào)RST和RST1對(duì)所有積分器502——504、數(shù)字濾波器509進(jìn)行復(fù)位；

2）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器506、507、508的1端和0端連接，2端與其他端口斷開(kāi)連接；

3）使輸入信號(hào)Vin經(jīng)過(guò)第一復(fù)選器506的1端和0端送入加法電路501，由加法電路501輸出至1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器502；

4）通過(guò)1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器502的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器507的0端，經(jīng)第二復(fù)選器507的1端送第一分步選擇積分器503的輸入端；

5）由第一分步選擇積分器503的輸出端送入第三復(fù)選器508的1端，再經(jīng)508的0端送入比較器505；

6）經(jīng)M1個(gè)時(shí)鐘周期，完成第一步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器509濾波后，通過(guò)抽取器510輸出高K1位的數(shù)字輸出；

7）通過(guò)復(fù)位信號(hào)RST對(duì)積分器502、第二分步選擇積分器504以及數(shù)字濾波器509進(jìn)行復(fù)位；

8）通過(guò)開(kāi)關(guān)信號(hào)SW選擇第一至第三復(fù)選器506、507、508的2端和0端連接，1端與其他端口斷開(kāi)連接；

9）第一分步選擇積分器503輸出端剩余的電壓VR經(jīng)506的2端送入第一復(fù)選器506，再經(jīng)過(guò)506的0端送加法電路501輸出至1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器502；

10）通過(guò)1個(gè)級(jí)聯(lián)積分器502的輸出端將信號(hào)送至第二復(fù)選器507的0端，經(jīng)第二復(fù)選器507的2端送第二分步選擇積分器504輸入端；

11）由第二分步選擇積分器504的輸出端送入第三復(fù)選器508的2端，再經(jīng)508的0端送入比較器505；

12）經(jīng)M2個(gè)時(shí)鐘周期，完成第二步轉(zhuǎn)換，經(jīng)N階數(shù)字濾波器509濾波后，通過(guò)抽取器510輸出低K2位的數(shù)字輸出；

13）步驟6）、步驟12）的數(shù)字輸出組合在一起得到K位的最終數(shù)字輸出，即K=K1+K2。

應(yīng)當(dāng)指出，圖5給出的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的Sigma-Delta調(diào)制器，在實(shí)際實(shí)施中，并不限于圖示的單環(huán)結(jié)構(gòu)，還可采用前饋結(jié)構(gòu)、分布式反饋等結(jié)構(gòu)的調(diào)制器；所述Sigma-Delta調(diào)制器在實(shí)際實(shí)施中，并不限于單端電路形式，還可以使用全差分電路形式實(shí)現(xiàn)；所述ADC在實(shí)際實(shí)施中，并不限于每一步轉(zhuǎn)換采用2階調(diào)制和2階數(shù)字?jǐn)?shù)字濾波器，還可以采用更高階實(shí)現(xiàn)。

以14位精度為例，兩個(gè)步驟的轉(zhuǎn)換分別進(jìn)行16個(gè)時(shí)鐘周期，即完成一次轉(zhuǎn)換的過(guò)采樣率M=16+16=32，而傳統(tǒng)增量Sigma-Delta ADC和文獻(xiàn)[2]所述兩步式增量Sigma-Delta ADC達(dá)到相同精度需要的時(shí)鐘周期數(shù)分別為182和60。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。