本公開涉及信號門和采樣網絡的改進，并且涉及包括該采樣網絡的模數轉換器。

背景技術：

有許多這樣的應用：在這些應用中，期望在已知的時間點對信號的振幅進行采樣，然后對該采樣值執(zhí)行后續(xù)處理。通過將電容器連接到經常是電壓驅動節(jié)點的輸入節(jié)點而使得電容器能夠被充電到電壓驅動節(jié)點的電壓來頻繁地執(zhí)行該采樣。開關通常與電容器串聯地設置從而在給定的瞬間切斷電路，從而俘獲電容器上的電荷并且因此保持跨該電容器的電壓固定。在開關已經打開的該“保持”狀態(tài)下，非常期望輸入節(jié)點的電壓變化不會導致已經保持在該電容器上的電壓的擾動。然而，實際上，開關可利用有缺陷的機械或半導體組件來實現。諸如寄生電容的缺陷使得輸入節(jié)點的波動擾動保持在電容器上的電壓。這又會導致諸如模數轉換的后續(xù)處理變得受擾動并且可能得到不正確的結果。

技術實現要素：

提供了信號門，該信號門包括第一輸入節(jié)點以及第一和第二輸出節(jié)點。信號門被布置成使得在第一模式期間，第一輸入節(jié)點與第一輸出節(jié)點之間存在低阻抗路徑，而在第二模式期間，第一輸入節(jié)點處的電壓變化在第一和第二輸出節(jié)點處產生共模信號。

優(yōu)選地，從第一輸入節(jié)點到第二輸出節(jié)點的路徑的阻抗在第一模式和第二模式中均保持相對高阻抗狀態(tài)。

優(yōu)選地，一個或多個采樣電容器連接到至少所述第一輸出節(jié)點從而形 成采樣裝置。

優(yōu)選地，在第二模式期間，所述第一輸入節(jié)點與第一輸出節(jié)點之間的阻抗增加并且名義上可以等價于切斷第一輸入節(jié)點與第一輸出節(jié)點之間的路徑。可以提供與模數轉換器相關聯的采樣裝置，其中模數轉換器包括比較器，并且還可以包括殘差放大器。比較器可以具有第一輸入和第二輸入。模數轉換器可以包括一個采樣電容器或多個采樣電容器，其布置成在“獲取”階段獲取輸入電壓并且隨后在“轉換”操作階段保持電荷(或電壓)。具有其關聯的開關的一個或多個采樣電容器能夠稱為采樣網絡。采樣裝置可布置成，使得在獲取階段中，輸入節(jié)點處的電壓被傳遞到至少一個采樣電容器，而在轉換階段中，采樣電壓或取決于采樣電壓的電壓被供給到比較器的第一輸入。根據該公開的電路布置成，在轉換操作階段中，由于輸入節(jié)點處的后續(xù)電壓變化引起的采樣網絡中的任何非期望的擾動沿著第一和第二基本上匹配的信號路徑傳送，使得變化被作為共模信號而不是差分信號呈現給比較器(或殘差放大器)的第一輸入和第二輸入并且因此大部分被拒絕。

在本公開的實施方案中，提供模數轉換器，包括：

第一輸入節(jié)點；

至少第一采樣電容器；以及

至少一個輸入開關，用于在模擬信號獲取期間將至少第一采樣電容器中的相關聯的一個采樣電容器連接至所述第一輸入節(jié)點。存在從第一輸入到第二節(jié)點的另外信號路徑，所述信號路徑具有匹配處于高阻抗狀態(tài)的至少一個輸入開關的阻抗或傳遞特性的阻抗或傳遞特性(諸如帶寬)。

至少一個輸入開關可以是布置成在轉換階段中將至少第一采樣電容器與第一輸入節(jié)點斷開連接的信號門的部分。模數轉換器進一步包括具有第一輸入和第二輸入的比較器。至少第一采樣電容器上的電壓提供給比較器的第一輸入。模數轉換器進一步包括可操作地與第一輸入節(jié)點和比較器的第二輸入耦合的高通濾波器。

至少一個采樣電容器可永久地或者選擇性地連接到比較器的第一輸入。比較器的第二輸入節(jié)點可以連接到DC偏置電壓或者在差分轉換器的情況下，第二輸入節(jié)點可以由DC偏置電壓或者第一輸入節(jié)點的電壓的互 補電壓來驅動。

采樣裝置可被提供第二輸入節(jié)點并且包括如下組件：該組件布置成使得在第二模式期間，諸如保持摩斯和，涉及到在第二輸入節(jié)點處的第二輸入節(jié)點電壓變化在第一和第二輸出節(jié)點處產生共模信號。

采樣裝置可具有另外的輸入節(jié)點，并且優(yōu)選地，另外的輸入節(jié)點中的每一個與電路組件相關聯，該電路組件被布置成使得在另一輸入節(jié)點不工作于獲取模式(即，不在第一模式中)的同時發(fā)生在該另一輸入節(jié)點處的電壓變化被衰減并且作為共模信號(即，大致相等的振幅、符號和時間對齊度的信號)呈現在第一和第二輸出節(jié)點處。采樣布置可具有能夠從一個或多個輸入節(jié)點接收信號的另外的輸出節(jié)點。這些另外的輸出節(jié)點還布置成使得通過不處于獲取模式或狀態(tài)的輸入節(jié)點(即，輸入節(jié)點通過打開“開路”開關而與輸出節(jié)點斷開連接)泄漏的信號被作為共模信號呈現給輸出節(jié)點。

“開關”可以是能夠操作以便在相對低阻抗狀態(tài)和相對高阻抗狀態(tài)工作的晶體管。晶體管開關可以是場效應晶體管。有益地，晶體管可成對設置以形成傳輸門。在該布置中，N型晶體管與P型晶體管并聯地設置，使得當處于低阻抗狀態(tài)時傳輸門的阻抗對于傳輸門任一側的電壓的依賴性減低。其他開關技術是本領域技術人員已知的并且可與本公開結合使用。

本公開的教導還可與諸如繼電器或MEMS開關的機械開關聯用。這能夠允許在高電壓應用中改善對假信號的彈性。該假信號可由于負載的連接或斷開連接而引起，如果負載具有電感成分，則假信號會尤其麻煩。假信號還可能源自電力線路上的雷擊。

在根據本公開的另外的教導中，提供一種信號門，該信號門具有輸入節(jié)點、輸出節(jié)點和開關，所述開關可操作以便當處于第一模式時提供輸入節(jié)點與輸出節(jié)點之間的相對低阻抗，而當處于第二模式時提供輸入節(jié)點與輸出節(jié)點之間的相對高阻抗。信號門進一步包括補償路徑，該補償路徑包括具有與輸入節(jié)點耦合的輸入的反相放大器，所述反相放大器的輸出通過DC阻斷組件與輸出節(jié)點耦合。

根據本公開的另外的教導，提供包括至少一個信號門的多路復用器。

附圖說明

現在將參考附圖通過非限制實施例的方式來描述本公開的實施方案，其中：

圖1是包括采樣電路的模數轉換器的第一實施方案的電路圖；

圖2是基于電容器陣列的模數轉換器的電路圖；

圖3示出了處于開路構造的開關的寄生組件的等效電路；

圖4示出了處于閉合構造的開關的等效電路；

圖5更詳細示意性地示出了圖2的基于電容器陣列的模數轉換器的構造；

圖6示出了當處于第一位檢驗配置時電容器陣列的一個單元的等效電路；

圖7示意性地示出了當處于第二位檢驗配置時電容器陣列的單元的等效電路；

圖8示意性地示出了模數轉換器與多路復用器相關聯的布置；

圖9示出了在轉換過程中模數轉換器的輸入節(jié)點處的電壓變化的可能性，以及該變化如何可能導致模數轉換器內的電壓的擾動；

圖10示出了根據本公開的信號門；

圖11示出了在信號門的第二操作模式中擾動如何能夠呈現作為共模信號；

圖12示出了根據本公開的教導的差分獲取與保持電路，例如實現在包括補償布置的電容器陣列模數轉換器內；

圖13是根據本公開的教導的包括補償電路的單端模數轉換器的電路圖；

圖14示出了被配置為鏡像信號路徑中的晶體管開關的特性的永久開路開關的構造；

圖15是在補償路徑內的可修整阻抗的電路圖；

圖16a是表示在補償路徑內的可修整電容的實施方案的電路圖，并且圖16b是在補償路徑內的可修整電容的第二實施方案的電路圖；

圖17是表示布置成提供作為模數轉換器所執(zhí)行的位檢驗的函數而可調節(jié)的可修整阻抗以及因此提供可修整高通濾波器特性的等效電路的電 路圖；

圖18示出了構成本公開的另外的實施方案的多路復用的采樣電路和/或多路復用的模數轉換器的實施方案；

圖19示出了具有用于拒絕來自非選定通道的干擾的電路的多路復用器和放大器；

圖20示出了具有在第二操作模式期間抑制暫態(tài)信號的能力的信號門的另一實施方案；以及

圖21是反相放大器的實施方案的電路圖。

具體實施方式

圖1示意性地表示模數轉換器的構造。模數轉換器，通常表示為10，包括數模轉換器12，數模轉換器12具有與比較器16的第一輸入14連接的輸出。比較器16的第二輸入18布置成接收可在輸入節(jié)點20處提供的輸入信號Vin的采樣與保持變化形式。輸入信號Vin通過電可控開關24供給采樣電容器22。在獲取階段中，使開關24處于低阻抗，使得輸入節(jié)點20處的Vin的值被傳遞到采樣電容器22。這能夠視為第一操作模式。當期望保持電壓時，開關24斷開(使為高阻抗)并且存儲在電容器上的電荷隨后被俘獲，并且因此跨電容器的電壓保持穩(wěn)定(假設沒有到比較器16的第二輸入18以及來自比較器16的第二輸入18的泄漏)。這能夠視為第二操作模式?？刂破?6隨后可以驅動數模轉換器12以輸出一系列的模擬值，通過比較器16將這一系列模擬值與輸入信號的采樣值進行比較?？刂破?6響應于比較器16的輸出從而修正DAC 12輸出的電壓，直至諸如控制器已經做出了采樣的輸入電壓的數字近似時。諸如斜坡轉換或連續(xù)近似轉換的技術能夠由控制器26來實現。

通常，采樣電容器22和DAC 12能夠由開關電容器陣列30來實現，如下文更詳細描述的，從而減小模數轉換器的尺寸和組件計數。該模數轉換器圖示在圖2中。對于單端轉換器，如圖2所示，電容器陣列30充當采樣電容器22和數模轉換器12，并且將其輸出提供給比較器16的第一輸入14。因此，第二模式可以涵蓋保持模式和轉換模式。通過偏置電壓發(fā)生 器32生成的偏置電壓Vbias被供給到比較器16的第二輸入18并且還可以提供給DAC 30。在雙端(差分)模數轉換器中，第二電容器DAC與其自身的輸入開關和輸入節(jié)點相關聯，可以替代偏置電壓發(fā)生器32并且連接到比較器16的第二輸入。這些基于電容器陣列的ADC技術是本領域技術人員公知的。

理想地，圖1和圖2的開關24，即信號門，應當響應于控制器26提供的對開關的控制信號而在地低阻抗狀態(tài)(理想地為0歐姆)與高阻抗狀態(tài)(理想地為無限阻抗)之間快速地轉變。然而，實際上，用于形成所述或每個開關24的晶體管或其他組件是不理想的。圖3示意性地示出了處于其斷開(高阻抗)狀態(tài)的輸入開關24及其主要的等效組件，該主要的等效組件是寄生電容CP。在較小的程度上還將存在與寄生電容并聯的大值電阻，但是為了本公開教導的目的，其是可忽略的二階效應。

圖4示意性地示出了當閉合(低阻抗)時開關24的等效電路，由此晶體管開關24由寄生電阻RP來表示，對于FET而言，該寄生電阻對應于晶體管的RDS-On值。這些寄生組件的存在會在采樣的輸入電壓和數模轉換器30輸出電壓彼此非常接近的所謂“臨界決策”中產生模數轉換器10中的可能不正確的位檢驗決策。在這些情形下，發(fā)生在輸入節(jié)點20處的電壓變化具有通過開關24的寄生電容器傳播且因此臨時修正發(fā)生在比較器輸入中的一個處的電壓的可能性。這又會導致比較器16做出不正確的決策，諸如丟棄在位檢驗內的位應當已保持的位，或者保持在位檢驗內的位應當已丟棄的位。

圖5更詳細地示意性示出了圖2的電容器陣列30的實施方案，從而本公開的教導能夠作為實施例應用于通常實現在集成電路技術內的模數轉換器的背景下。模數轉換器，通常表示為40，包括各種電容器42.1至42.N。通常，雖然不必要，電容器是二進制加權的，電容器42.1具有最小值，其可以是任意值1C的單位電容。因此，電容器42.2具有值2C，電容器42.3將具有值4C，等等，直至具有值2^NC的電容器42.N。本領域技術人員公知的分段可用于實現各電容器之間的期望加權，而無需2^N的實際電容的物理變化。電容器42.1至42.N中的每一個具有第一板(也稱為上板)，其在該實施例中連接到與比較器16的第一輸入14連接的共用導體 44。電容器42.1至42.N的第一板可以任選地通過采樣開關46連接到偏置電壓，諸如地或者由偏置電壓源32產生的電源軌電壓之間的中點。

電容器42.1至42.N的第二板能夠通過相應的晶體管開關連接到至少第一參考電壓Vref1以及第二參考電壓Vref2。電容器42.1至42.N中的一些，或者如圖5所示全部也可以通過相應的開關連接到輸入節(jié)點20。為了方便，各電容器及其相應的開關中的每一個能夠視為形成模數轉換器40的電容器陣列內的單元?？紤]與最高有效單元(most significant cell)相關聯的開關，即，包括電容器42.N的開關，則可以將這些開關24.N中的一個定義為選擇性地打開和閉合輸入節(jié)點20與電容器42.N的第二板之間的路徑。提供另外的開關50.N以將電容器42.N的下板可控地連接到第一參考電壓Vref1，并且類似地，提供第二開關52.N以將電容器42.N的第二板可控地連接到第二參考電壓Vref2。開關24，50和52可以方便地由n型MOSFET晶體管來提供，如關于與電容器42.1相關聯的第一單元直至與電容器42.N-1相關聯的第N-1個單元所明確繪制的。

開關50.1至50.N,52.1至52.N和24.1至24.N中的每一個響應于來自控制器26的開關控制信號(圖2)。接連近似例程SAR模數轉換器的操作是公知的。然而，需要提醒的是，在獲取階段中，使得開關50.1至50.N和52.1至52.N和為高阻抗，而開關24.1至24.N和開關46閉合，即，低阻抗，使得輸入節(jié)點20處的電壓Vin被呈現給電容器42.1至42.N中的每一個并且將它們充電到Vin-Vbias。當控制器希望從采樣或跟蹤狀態(tài)轉變成保持狀態(tài)時，使開關46為高阻抗。這有效地俘獲了電容器42.1至42.N中的每一個上的電荷。開關24.1至24.N隨后斷開(高阻抗)，完成獲取階段的結束?？刂破?6隨后將模數轉換器40移入轉換階段，其中以電容器42.N所代表的最高有效位開始執(zhí)行連續(xù)的位檢驗，并且移至電容器42.1所代表的最低有效位。對于第一位檢驗，開關50.N閉合，而開關50.N-1至50.1斷開。類似地，開關52.N斷開，而開關52.N-1至52.1閉合。這使得參考電壓Vref1在電容器之間進行電容劃分，受到由于采樣輸入電壓Vin引起的偏移，并且呈現給比較器16，然后比較器16將其第一節(jié)點14處的電壓與由偏壓發(fā)生器32提供的電壓進行比較以決定與第一電容器42.N相關聯的開關是應當保持它們的當前配置還是應當復位。一旦該決策已經做出， 則下一最高有效電容器42.N-1變成了位檢驗的對象，其第二板連接到Vref1，而使得其余的較低有效電容器42.N-3至42.1的第二板連接到Vref2。再有，比較器16做出與第42.N-1個電容器相關聯的開關是應當保持它們的當前狀態(tài)還是應當復位的決策。該過程繼續(xù)，直到最后一個電容器42.1已經經過測試。然后，控制器能夠輸出采樣模擬輸入值的數字近似。

圖6示意性地示出了模數轉換器40的單元中的單個單元的當該單元連接到Vref1時的等效電路。假設例如考慮電容器陣列內的N個單元中的第Q個單元。在該實施例中，Vref1能夠視為非零電壓，而Vref2是轉換器內的本地地或零電壓線。當第Q個單元連接到Vref1時，輸入節(jié)點20通過與串聯于電容器42.Q的第24.Q個開關相關聯的寄生電容的寄生阻抗C_P24Q而與節(jié)點14耦合。存在通過圖6中顯示為R_P50.Q的第50.Q個開關的寄生電阻R_P而有效地接地的阻抗，從AC的觀點看，該寄生電阻通過與用于產生Vref1的理想電壓參考發(fā)生器60相關聯的零阻抗而接地。在開關24Q與電容器42Q之間的中間節(jié)點58Q代表了與電容器42Q相關聯的信號門的第一輸出節(jié)點。

類似地，圖7示出了當連接到Vref2時第Q個單元的等效狀態(tài)。因此，對于第Q個單元，輸入節(jié)點20通過與電容器42Q串聯的在此處指示為C_P24.Q的與第24.Q個開關相關聯的寄生電容而與輸出節(jié)點14耦合。通過在此由其寄生電阻R_P52.Q表示的晶體管52.Q，存在接地的路徑。

圖6和圖7用來顯示出當電路不處于獲取模式，即不處于第一操作模式時，在第Q個單元中輸入節(jié)點20與電容器42.Q的第二板之間存在高通濾波器。高通濾波器主要通過跨輸入開關24.Q的寄生電容以及晶體管50.Q和52.Q中的一個或另一個的寄生電阻一起來形成。通過開關24.Q泄漏的信號通過電容器42.Q與輸出節(jié)點14耦合。

如果晶體管50.Q,52.Q和24.Q被標定成第Q個電容器的尺寸，則第Q個單元中的每一個應當與第Q個電容器的值成比例地貢獻于由于節(jié)點20處的變化引起的節(jié)點14處的任何擾動。然而，如果晶體管相比于關聯的采樣電容器的尺寸未精確地標定，則該假設不再成立。還可能假設的是，在每個第Q個單元內的晶體管50和52具有相同的寄生電容以及相同的電阻。然而，不總是這種情況，因為例如一些晶體管，諸如將電容器與Vref2/ 地連接的晶體管52，可能形成為N型器件，而將相應的電容器42連接到Vref1的晶體管50可能需要由P型器件形成。類似地，電壓參考60的阻抗相比于晶體管50的阻抗是顯著的，因此每個單元的有效高通濾波器特性可能取決于該單元是代表模數轉換器的位檢驗序列內的0還是1。

存在很多ADC 40的節(jié)點20處的輸入電壓可能突然變化的原因。圖8表示如下構造：ADC 40從多路復用器70接收其輸入，多路復用器70接收輸入72.1至72.A并且能夠那些輸入中的任一個用于輸出到模數轉換器40。

多路復用器70與模數轉換器50相結合的操作更詳細地顯示在圖9中。此處，假設A個輸入72.1至72.A中的一個，諸如輸入72.1，由多路復用器70中選擇，用于供給到模數轉換器40。初始地，模數轉換器40及其采樣電路將工作于獲取模式，其中多路復用器70的輸出被提供給ADC 40內的電容器42。因此，電容器有效地跟蹤或采樣輸入電壓。然而，在時點T₁，ADC 40變成保持模式，其中采樣開關46被斷開，從而在采樣電容器42.1至42.N中的每一個“冷凍”輸入電壓Vin。然后，開關24.1至24.N斷開并且穩(wěn)定時間允許使得在時點T₂，ADC 40能夠開始其轉換序列。

注意，輸入信號已經被采樣和保持，多路復用器70能夠被指示以選擇新通道用于后續(xù)轉換。假設其選擇第二輸入72.2并且將其發(fā)送到其輸出。因此，從ADC的視點看，當多路復用器選擇新通道時，在其輸入節(jié)點20處的輸入電壓Vin會在時點T₃處經過階躍變化。Vin的該階躍變化能夠傳播通過由ADC內的每個單元內的斷開的輸入開關形成的寄生濾波器，使得通過衰減電壓尖峰72所顯示的擾動發(fā)生在節(jié)點14，輸入到比較器16(參見圖5)。電壓尖峰72相對短地存在。然而，如果其在比較器決定在ADC內執(zhí)行的位檢驗之一的結果的同時而發(fā)生，則該電壓尖峰會導致發(fā)生位檢驗錯誤，其中位不正確地保持或者不正確地丟棄。

發(fā)明人認識到，實際上很難停止該暫態(tài)信號72傳播通過輸入電路系統(tǒng)。然而，如果暫態(tài)擾動72可作為共模誤差而應用于比較器16的兩個輸入，則該效應可最小化。

圖10示意性地示出了根據本公開的教導的信號門的第一實施方案。信號門80包括開關81，開關81典型地是諸如場效應晶體管的晶體管開關。 開關連接在輸入節(jié)點20與第一輸出節(jié)點82之間。響應于供給到晶體管的柵極的控制信號而控制開關81，從而在第一操作模式期間將其置于低阻抗模式，并且在第二操作模式期間使得晶體管基本上非導通。然而，當晶體管處于其高阻抗(非導通)狀態(tài)時，寄生電容從場效應晶體管的漏極延伸到源極并且因此在輸入節(jié)點20與第一輸出節(jié)點82之間延伸。該寄生電容能夠允許暫態(tài)信號從輸入節(jié)點20傳播到第一輸出節(jié)點82。信號門80還包括連接在輸入節(jié)點20與第二輸出節(jié)點86之間的補償組件84。補償組件84典型地是具有基本等于處于其非導通狀態(tài)的晶體管81的電容的電容的電容器。

圖11示意性地示出了圖10的信號門80的操作。輸入電壓Vin顯示在圖11中。一般而言，輸入電壓在時點T1之前的時間段中上升。然后，在時點T1與T3之間的時間段內輸入電壓基本上恒定，然后在時點T3經過階躍變化，在時點T4經過電壓尖峰。在圖11中，時點T1代表信號門80從工作于第一模式到工作于第二模式的轉變。應當假設，第一輸出節(jié)點82連接到采樣電容器(未示出)，使得一旦開關80已經成為高阻抗則在第一輸出節(jié)點82處的電壓應當保持恒定。將圖11與圖9進行比較，電壓Vin的階躍變化發(fā)生在圖9和圖11中的時點T3。這使得通過開關81的寄生電容而在節(jié)點82處出現暫態(tài)電壓尖峰72。然而，能夠看出，由于補償電路84的電容，等同的電壓尖峰72’出現在節(jié)點86處，由圖11中的線V86表示。因此，Vin的階躍變化作為共模信號呈現在節(jié)點82和86處。類似地，在時點T4處，Vin經過了短時信號變化，這導致共模暫態(tài)信號88和88’分別呈現在第一輸出節(jié)點82處和第二輸出節(jié)點86處。如果這些共模信號隨后呈現給電路，諸如比較器或差分放大器，則信號應當基本上被拒絕。

圖12表示差分采樣電路，包括信號門，其中交叉耦合路徑90和92，此處為電容器的形式，被提供而使得出現在雙端信號門的輸入節(jié)點Vin+和Vin-中的任一個上的任何暫態(tài)信號作為共模信號發(fā)生在信號門的第一輸出節(jié)點58.1至58.N和第二輸出節(jié)點58'.1至58'.N并且因此作為共模信號發(fā)生在比較器16處。圖12中的布置能夠視為代表差分模數轉換器的高側和低側電容陣列內的單元中的單個單元。然而，同樣地，其能夠視為整個轉換器的等價電路，因此單元的多種變化形式能夠結合到單個電路中。每個 單元具有與其輸入開關24.Q相關聯的寄生開關電容，其中24.Q是開關24.1至24.N中的一個。具有等于開關寄生電容C_P24的斷開狀態(tài)的電容或者求和為CP24.1至CP24.N的等價補償組件90或92被提供以將信號與差分轉換器的另一電容器陣列中的電容器的對應上板交叉耦合。

圖12的差分采樣電路和模數轉換器能夠視為形成與Vin+連接的非反相信號路徑和與Vin-連接的反相信號路徑。當圖12的模數轉換器中的采樣電路移出其第一操作模式時，即，從獲取模式移到保持模式以及隨后移到轉換模式時，使得非反相通道中的開關24.1至24.N處于高阻抗。類似地，使得反相通道中的對應開關24’.1至24’.N處于高阻抗。為簡要僅考慮非反相通道，如果電壓變化發(fā)生在節(jié)點Vin+處，則該電壓變化會傳播通過斷開的開關24.1至24.N的寄生電容。然后，通過形成在輸入開關的寄生電容與用于在位檢驗期間適當地將電容器連接到Vref1或Vref2的晶體管的寄生電阻之間的濾波器來衰減該信號。雖然該擾動較小，通過提供用于與關聯非反相信號路徑的電容器的晶體管開關的阻抗形成等價濾波器的寄生電容器90，能夠減輕該擾動，并且該信號隨后由反相信號路徑的電容器陣列中的電容器42’.1至42’.N衰減并且呈現給比較器16的第二輸入18。因此，Vin+的擾動被顯著地衰減并且任何得到的信號作為共模信號提供給比較器16的反相輸入18和非反相輸入14。電容器92確保在Vin-處的信號擾動或變化類似地在采樣電路的非獲取操作模式期間作為共模信號而呈現。

圖13示出了單端轉換器的實施方案。通過與圖12對比，不是將開關24.1至24.N中的每一個繪制為等效的單個開關，組件被單獨繪制，使得開關24.1被圖示為對于單個單元，即與位1相關聯的單元1，具有開關50.1和52.1以及電容器42.1，顯示對于位2、位3等等直至位N而言單元2和單元3處于堆疊構造。對于每個單元，提供對應的補償電容器。因此，與位1相關聯的第一單元，單元1，具有被制成具有與處于其斷開狀態(tài)的開關24.1等價的電容的補償電容器92.1。類似地，與位2相關聯的單元2具有與處于其斷開狀態(tài)的開關24.2的電容等價的電容的電容器92.2。對于與位3至位N相關聯的每個單元，類似地提供補償電容器92.3至92.N。電容器92.1至92.N的輸出一起連接到共模95，共模95可以經由電阻器100 連接到偏置電壓源32，電阻器100具有被選為近似等于并聯的晶體管52.1至52.N的導通電阻的電阻。因此，電容器92.1至92.N與電阻器100相結合而形成等價于與位1至位N相關聯的單元1至單元N的復合響應的濾波器響應。

補償電容器92.1至92.N能夠通過為每個單元制作另一晶體管(或多個晶體管)而形成，其中另外的晶體管(多個)等同于該單元的信號門晶體管，即，等同于晶體管24.1，24.2等等。對于通常指示為102的等價晶體管，該布置顯示在圖14中，其中柵極端子可以關聯于電壓以將另一晶體管保持在高阻抗狀態(tài)。可替選地，漏極、柵極和漏極電極可以沉積，但是另一晶體管的有源區(qū)域可以省去。因此，漏極和源極區(qū)域可以在制作期間不摻雜。這得到了緊密鏡像單元的輸入晶體管(信號門晶體管)的源極-漏極寄生電容的補償電容器，假設耦合的大部分發(fā)生在晶體管的金屬連接之間且允許晶體管的布局模式再次使用而形成補償電容器。因此，標定應當是可靠的。期望的是將補償電路形成為與晶體管串聯的電容器，其中晶體管接收控制信號，類似開關24，從而模擬與關聯的輸入開關的狀態(tài)改變相關聯的任何電荷注入暫態(tài)信號。

在一些情形下，仍期望調諧各補償電容器92.1至92.N的阻抗。如圖13所示，輸入開關24.1至24.N中的任一個可以由開關24.Q任意地表示。開關24.Q具有寄生電容C_P24.Q。補償電容器92Q被提供以補償開關24Q的寄生電容。然而，期望修整補償電容器92Q的值從而對由于電路內的導通路徑布局引起的寄生效應負責或者甚至通過位檢驗基礎在位檢驗上動態(tài)地修整從而對與構成開關電容器陣列的單元中的每個單元相關聯的寄生電容和/或寄生電阻負責。如圖15所示，補償電容器92Q可以設置為第一和第二串聯連接的電容器110和112，可變阻抗120連接到電容器110與112之間的節(jié)點122。如果期望主要改變電容而匹配C_P24.Q的電容，則如圖16a所示，另外的電容器131，132和133可以連接到補償電容器的節(jié)點122并且每個能夠經由相應的晶體管開關131a至133a選擇性地接地。能夠為電路內的每一個補償電容器提供該布置。晶體管開關可以與相應的高值電阻器并聯地設置，僅當在開關關斷時停止電容器的下板浮動。為圖解簡化，示出了一個電阻器133b?？蛇x地，未示出的另外的開關可以增加，這些開 關能夠將電容器131，132或133的開關側連接到修整網絡的輸入或輸出，從而它們不一直浮動。

圖16b示出了可選的布置，其中用于第Q個單元的補償電容器92Q被提供修整網絡，該修整網絡包括能夠選擇性地通過開關131a，132a和133a而與補償電容器92Q并聯連接的電容器131Q,132Q和133Q。然而，現在開關是兩個位置開關，使得單個電容器131，132和133的第一端子能夠選擇性地連接到節(jié)點135或136，而電容器的第二端子總是連接到節(jié)點135或136。節(jié)點135和136表示到補償電容器92Q的相對板的連接。該布置防止任何電容器板一直浮動。

進一步期望動態(tài)地修整低通濾波器響應的電阻成分，則可能需要改變對地電阻(在AC意義上)。這能夠通過并聯地提供如圖17所示的多個晶體管來提供。在圖17中，多個晶體管140，141，142和143并聯地設在補償電容器的輸出之間，此處由串聯連接的電容器110與112來表示，但是其同樣可以是單個電容器92Q。每個晶體管可以是響應于來自控制器的控制信號而單個可控的，從而將晶體管接通或關斷，從而改變對地的阻抗或者對諸如Vref2的某另一電壓的阻抗。應當注意，當該布置用于修整阻抗而對與參考開關50和52的電阻相關聯的響應變化負責時(參見圖5)，所有晶體管將在獲取階段中被關斷以及當電容器連接到另一參考時在轉換期間將被關斷。因此，僅當特定單元切換到電路中時，這些晶體管才接通。接通晶體管，將該晶體管的“導通態(tài)”阻抗RDSon置于與恰巧在此時接通的其它晶體管中的每一個的導通態(tài)阻抗并聯。全部的晶體管可以是可控的，或者其中一個，諸如晶體管143，可以永久地偏置導通，從而設定用于通電電路的最大永久電阻，如果在圖13所示的電路中使用則這是適當的。圖17中的晶體管已經顯示為N型器件，但是它們還可以是P型器件或者N型器件和P型器件的混合。在圖17的布置中，串聯連接的電容器110和112可以由單個電容器替代和/或可以與圖16的可變電容器相結合使用。在DAC 30中還可以使用類似的電阻修整網絡以使得例如參考PMOS和NMOS導通電阻相等。

圖18示意性地示出了組合的采樣電路和多路復用器，其中為簡化顯示多路復用器具有三個通道150，160和170，但是可以提供更少或更多的 通道。為簡化，僅詳細描述第一通道。第一通道具有輸入開關151或與相應的采樣電容器152Q連接的多個開關151Q。第一通道還具有布置成將電容器的第二板連接到地(或Vbias)以使其能夠被充電的采樣開關153Q。采樣開關被指示為153。電容器152Q中的每一個能夠經由相應的開關155Q和156Q連接到Vref1或Vref2。為圖解簡化，僅示出了電容器152Q的連接。因此，通道150，160和170中的每一個形成具有共享比較器16的模數轉換器的采樣與轉換陣列。每個通道可通過多路復用器選擇或去選擇，多路復用器包括開關156Q以提供從陣列到比較器16的非反相輸入14的連接。補償電容器157Q被提供到比較器16的反相輸入，使得如上所述，通過輸入開關151Q泄漏的暫態(tài)信號被作為共模輸入從不活躍通道提供給比較器16。當然，每個活躍通道可以包括如上所述用來補償通過其自身輸入開關的泄漏的電容器。因此，能夠提供輸入采樣布置，其通常在電路的非獲取操作階段中對其輸入節(jié)點處的電壓轉變不敏感。

圖19示出了多路復用器，通常指示為200，包括將信號提供給差分放大器206的第一差分通道202和第二差分通道204。第一通道具有第一輸入210和第二輸入212。第一輸入210通過第一電控開關220連接到放大器206的非反相輸入。類似地，第二輸入212通過電控開關222連接到放大器206的反相輸入。補償組件224，當開關220處于其斷開(高阻抗)構造時開關220的阻抗，將第一輸入210與放大器206的反相輸入耦合。類似地，當開關222斷開時表示開關222的阻抗的第二補償組件226將第二輸入212與放大器206的非反相輸入耦合。第二通道類似地構造，并且類似的組件被給予帶后綴A的類似附圖標記。更多的通道能夠添加到電路，而沒有喪失功能。

圖19還示出了在各節(jié)點處出現的輸入信號。因此，正弦信號250呈現給第一輸入節(jié)點210，并且DC電壓252提供給第二輸入節(jié)點212。假設開關220和222處于低阻抗狀態(tài)，并且開關220a和222a處于高阻抗狀態(tài)，使得放大器206的輸出處的信號260應當僅表示信號250與252之差，而不應受出現在節(jié)點210a和212a處的信號影響。假設暫態(tài)信號270出現在節(jié)點210a處而DC信號272出現在節(jié)點212a處。暫態(tài)信號270能夠傳播通過開關220a的寄生電容。這產生了朝向放大器206的非反相輸入傳播的 擾動280。然而，通過補償組件224a，類似的暫態(tài)信號282朝向放大器206的反相輸入傳播。隨著信號280和282作為共模信號到達，它們被放大器206拒絕而使得其輸出260不受出現在第二通道的輸入處的暫態(tài)信號270的存在所干擾。

一些電路不包括差分組件并且因此在信號門的第一輸出和第二輸出處提供共模信號是不當的。在這些條件下，圖20所示的形式的信號門可被使用。此處，信號門具有通過電控開關310與輸出節(jié)點302連接的輸入節(jié)點300。開關可以是場效應晶體管。當開關310斷開時，則如上所論述，寄生電容仍連接節(jié)點300和302。然而，為了抵消該寄生電容的效應，可提供反相放大器312或變換器，其接收來自輸入節(jié)點300的信號并且將其與負增益(例如，-1)相乘，并且隨后放大器(或變換器)的輸出通過DC阻斷電容器314提供給輸出節(jié)點302。DC阻斷電容器可被定尺寸以便基本上與開關310的寄生電容相同。因此，當開關310斷開時，匹配AC信號路徑存在于節(jié)點300與節(jié)點302之間，從而在節(jié)點302處引入互補抵消信號。

放大器312不需要提供任何大量的電流。此外，因為其僅補償小的泄漏信號，則放大器能夠設計成消耗低電流。圖21示出了用于放大器312的適合的配置，其中場效應晶體管320具有與其源極連接的電阻器322以及與其漏極連接的電阻器324，并且其中電阻器322和324具有類似的量值并且均可以較大而使得FET僅通過少量的電流。FET 320可以布置成自偏置構造或者可以通過偏置網絡326偏置成適合的工作電壓，該偏置網絡包括在電源軌之間且為本領域技術人員公知的兩個電阻器。為了不確定偏置電壓，可以在FET 320的柵極與節(jié)點300之間提供DC阻斷電容器328。

因此，能夠提供一種改進的信號門、改進的采樣電路以及改進的模數轉換器。

本文呈現的權利要求是適合于在USPTO提交的單一從屬格式。然而，應當理解每個權利要求可從屬于任何前述權利要求，除非明顯不可行時。