本發(fā)明公開了雙邊lc網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)恒流輸出的參數(shù)設置方法，屬于無線電能傳輸?shù)募夹g領域，適用于如led供電和電池充電等需要特定恒定電流輸出的應用場合。

背景技術：

無線電能傳輸技術是以高頻交變的電磁場為媒介，以電磁理論為依據(jù)在供電端和受電端之間傳輸電能的一種新興技術。無線電能傳輸技術無需供電端和受電端的電氣和機械連接，安全可靠，受外界環(huán)境影響小。

無線電能傳輸系統(tǒng)中采用的松耦合變壓器，耦合系數(shù)低，漏感值大，在電路中不可避免地產生無功環(huán)流，增加了器件應力和損耗，因此需要補償其無功能量，一般采用電容來補償變壓器漏感產生的無功能量。根據(jù)補償電容的連接方式，分為ss(串串)結構、sp(串并)結構、ps(并串)結構、pp(并并)結構，，其中，ss結構和pp結構在特定工作頻率下能實現(xiàn)與負載無關的恒流輸出，并且可以同時保證零無功能量或零輸入相位角(zerophaseangle,zpa)，但是輸出的恒流值與變壓器參數(shù)有關，在給定體積和位置的情況下，變壓器參數(shù)可能無法滿足負載需要的恒定電流要求。為減少輸出電流對變壓器參數(shù)的依賴，有文獻提出一族高階補償網絡，即一端為單電容串聯(lián)或并聯(lián)連接，另一端為t型或pi型網絡，其分析和設計相對復雜。

雙邊lc諧振網絡比傳統(tǒng)的pp結構在副邊多了一個諧振電感，由于雙邊結構的對稱性，在應用中多用于雙向電能傳輸進行設計和分析，具有pp結構的恒流特性，但其輸出電流仍嚴重依賴變壓器參數(shù)。雙邊lc的特性和設計并未進一步探討，本發(fā)明旨在提出雙邊lc補償網絡的參數(shù)設計方法，使其輸出電流不受限于變壓器參數(shù)，且同時實現(xiàn)近似zpa和開關器件的軟開關。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的發(fā)明目的是針對上述背景技術的不足，提供了雙邊lc網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)恒流輸出的參數(shù)設置方法，通過調整原邊lc參數(shù)實現(xiàn)負載所需的恒流輸出，同時，通過調整副邊lc參數(shù)使得系統(tǒng)的無功功率近似為零并實現(xiàn)了開關器件的軟開關，解決了基于雙邊lc諧振網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)恒流輸出的參數(shù)受限于變壓器參數(shù)這一技術問題。

本發(fā)明為實現(xiàn)上述發(fā)明目的采用如下技術方案：

雙邊lc諧振網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)，包括依次連接的高頻全橋逆變電路、原邊lc補償網絡、松耦合變壓器、副邊lc補償網絡、全橋整流濾波電路，原邊lc補償網絡包括原邊補償電感和原邊補償電容，副邊lc補償網絡包括副邊補償電感和副邊補償電容，其中，原邊補償電感的一端與高頻全橋逆變電路的一橋臂中點連接，原邊補償電感的另一端同時與松耦合變壓器原邊繞組的一端、原邊補償電容的一極連接，松耦合變壓器原邊繞組的另一端及原邊補償電容的另一極均與高頻全橋逆變電路的另一橋臂中點連接，副邊補償電容的一極及副邊補償電感的一端均與松耦合變壓器副邊繞組的一端連接，副邊補償電感的另一端接全橋整流濾波電路的一橋臂中點，副邊補償電容的另一極以及松耦合變壓器副邊繞組的另一端均與全橋整流濾波電路的另一橋臂中點連接；

元件參數(shù)按照選取，ω為系統(tǒng)工作的角頻率，

若輸出負載電流io滿足表達式：時，原邊補償電感的電感值l1為此時，副邊補償網絡用以實現(xiàn)輸入零功率因數(shù)角為目的調整副邊補償電感的電感值l2為副邊整流橋后采用輸出濾波電容co濾波，

若輸出負載電流io滿足表達式：時，原邊補償電感的電感值l1為此時，副邊補償網絡用以實現(xiàn)輸入零功率因數(shù)角為目的調整副邊補償電感的電感值l2為負值，因此，需要用電容c2代替副邊補償電感l(wèi)2，雙邊lc諧振網絡變成lc-cc諧振網絡，副邊整流橋后采用輸出濾波電感l(wèi)o和輸出濾波電容co濾波。

其中，vin為高頻全橋逆變電路輸入端接入的直流電壓，d為高頻全橋逆變電路中開關管驅動信號的占空比，lp為松耦合變壓器原邊自感，ls為松耦合變壓器副邊自感，m為松耦合變壓器互感。

對于以上兩種情況，由于采取的整流濾波電路結構不同，輸入阻抗和輸出電流也有差異，對于第一種情形輸入阻抗zin為：呈純阻性，輸出電流io為：對于第二種情形輸入阻抗zin為：呈純阻性，輸出電流io為：irpeak為整流前基波電流的幅值，r為負載電阻。

本發(fā)明采用上述技術方案，具有以下有益效果：

(1)本發(fā)明提出了一種雙邊lc網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)恒流輸出的參數(shù)設置方法，可通過調整原邊lc參數(shù)靈活調整輸出電流，解決了輸出電流受限于變壓器參數(shù)的問題，提高了設計無線電能傳輸系統(tǒng)輸出電流的靈活性。

(2)通過調整副邊lc參數(shù)，變換器輸入阻抗近似為純阻性，避免無功環(huán)流，減小器件應力，同時實現(xiàn)開關器件的軟開關，提高效率。

附圖說明

圖1是時采用雙邊lc諧振網絡的拓撲結構；

圖2是時采用lc-cc諧振網絡的拓撲結構；

圖3(a)、圖3(b)是圖1所示拓撲整流前后的電流和電壓波形圖；

圖4(a)、圖4(b)是圖2所示拓撲整流前后的電流和電壓波形圖；

圖5輸出電流為0.28a，負載電阻為10ω時的vgate、vab、iin和io波形；

圖6輸出電流為0.28a，負載電阻為80ω時的vgate、vab、iin和io波形；

圖7輸出電流為0.46a，負載電阻為10ω時的vgate、vab、iin和io波形；

圖8輸出電流為0.46a，負載電阻為50ω時的vgate、vab、iin和io波形；

圖9輸出電流為1.28a，負載電阻為10ω時的vgate、vab、iin和io波形；

圖10輸出電流為1.28a，負載電阻為30ω時的vgate、vab、iin和io波形。

圖中標號說明：1為高頻全橋逆變電路，2為原邊lc補償網絡，3為松耦合變壓器，4為副邊lc補償網絡，5為全橋整流濾波電路，q1、q2、q3、q4為第一、第二、第三、第四功率管，l1為原邊補償電感，l2為副邊補償電感(圖2中用電容c2代替l2)，c1為原邊補償電容，cs為副邊補償電容，d1、d2、d3、d4為第一、第二、第三、第四二極管，co為輸出濾波電容，lo為輸出濾波電感。

具體實施方式

下面結合附圖對發(fā)明的技術方案進行詳細說明。

圖1為輸出電流時采用的雙邊lc諧振網絡拓撲結構，該拓撲包括依次連接的高頻全橋逆變電路1、原邊lc補償網絡2、松耦合變壓器3、副邊lc補償網絡4、全橋整流濾波電路5。高頻全橋逆變電路1包括第一功率管q1、第三功率管q3串聯(lián)組成的一橋臂和第二功率管q2、第四功率管q4串聯(lián)組成的另一橋臂；原邊lc補償網絡2包括串聯(lián)連接的原邊補償電感l(wèi)1、原邊補償電容c1，該串聯(lián)支路的兩端接分別與橋臂中點a、橋臂中點b連接，原邊補償電容c1并接在松耦合變壓器(3)原邊繞組的兩端；副邊lc補償網絡4包括串聯(lián)連接的副邊補償電感l(wèi)2、副邊補償電容cs，該串聯(lián)支路的兩端接在全橋整流濾波電路5的輸入端，副邊補償電容cs并接在松耦合變壓器(3)副邊繞組的兩端；全橋整流濾波電路5包括第一二極管d1、第三二極管d3串聯(lián)組成的一橋臂和第二二極管d2、第四二極管d4串聯(lián)組成的另一橋臂，兩橋臂的中點構成全橋整流濾波電路的輸入端，全橋整流濾波電路的輸出端并接有輸出濾波電容co。原邊補償電感此時，副邊補償網絡用以調整輸入零功率因數(shù)角，調節(jié)副邊補償電感原邊補償電容c1、副邊補償電容cs的參數(shù)值按照選取，副邊整流橋后采用電容co濾波。

圖2為輸出電流時采用的lc-cc諧振網絡拓撲結構。原邊補償電感此時，副邊補償網絡用以調整輸入零功率因數(shù)角，為實現(xiàn)輸入零功率因素角的目的，副邊補償電感l(wèi)2數(shù)值為負數(shù)，采用電容c2代替副邊補償電感l(wèi)2，電容原邊補償電容c1、副邊補償電容cs的參數(shù)值按照選取，副邊整流橋后采用串聯(lián)連接的輸出濾波電感l(wèi)o和輸出濾波電容co濾波。

圖3(a)為圖1所示的雙邊lc諧振網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)整流前后的電流波形，圖3(b)為整流前后的電壓波形，由于負載側只有電容濾波，其整流前后的電壓電流滿足：

圖4(a)為圖2所示的lc-cc諧振網絡的無線電能傳輸系統(tǒng)整流前后的電流波形，圖4(b)為整流前后的電壓波形，負載側用輸出濾波電感l(wèi)o和輸出濾波電容co濾波，其整流前后的電壓電流滿足：

圖5至圖10驗證通過改變原邊補償電感l(wèi)1實現(xiàn)設定恒流輸出的有效性。采用的松耦合變壓器耦合系數(shù)k為0.698，原邊自感l(wèi)p為22.26uh，副邊自感l(wèi)s為23.71uh，互感m為15.99uh，輸入電壓vin為24v，占空比d＝1，開關頻率為200khz。圖5至圖8是在即io<0.691a時采用雙邊lc諧振網絡拓撲結構下的驅動信號vgate、橋臂電壓vab、輸入電流iin和輸出電流io的波形。圖9和圖10是在即io≥0.853a時，用電容c2代替副邊補償電感l(wèi)2，雙邊lc諧振網絡變成lc-cc諧振網絡拓撲結構下的驅動信號vgate、橋臂電壓vab、輸入電流iin和輸出電流io的波形。下面，對不同的補償參數(shù)的各種情況分別進行說明。

圖5和圖6為在設定io為0.28a，原、副邊補償電感l(wèi)1和l2分別為37.17uh和55.95uh，原、副邊補償電容c1和cs分別為17.04nf和26.80nf，負載電阻r分別為10ω和80ω時的驅動信號vgate、橋臂電壓vab、輸入電流iin和輸出電流io的波形。從圖中可以看出，當負載電阻從10ω變到80ω時，輸出電流io保持0.28a，不隨負載發(fā)生變化。輸入電流iin和橋臂電壓vab基本同相，有效減少無功能量，輸入電流略滯后于橋臂電壓，便于mosfet開關管實現(xiàn)零電壓開關，減少開關損耗。

圖7和圖8為在設定io為0.46a，原、副邊補償電感l(wèi)1和l2分別為22.33uh和23.48uh，原、副邊補償電容c1和cs分別為28.80nf和26.80nf，負載電阻r分別為10ω和50ω時的驅動信號vgate、橋臂電壓vab、輸入電流iin和輸出電流io的波形。從圖中可以看出，當負載電阻從10ω變到50ω時，輸出電流io保持0.46a，不隨負載發(fā)生變化。輸入電流iin和橋臂電壓vab基本同相，有效減少無功能量，輸入電流略滯后于橋臂電壓，便于mosfet開關管實現(xiàn)零電壓開關，減少開關損耗。

圖9和圖10為在設定io為1.28a，原邊補償電感l(wèi)1為10.20uh，原、副邊補償電容c1和cs分別為62.42nf和26.80nf，電容c2為199nf，負載電阻分別為10ω和30ω時的驅動信號vgate、橋臂電壓vab、輸入電流iin和輸出電流io的波形。從圖中可以看出，當負載電阻從10ω變到30ω時，輸出電流io保持1.28a，不隨負載發(fā)生變化。輸入電流iin和橋臂電壓vab基本同相，有效減少無功能量，輸入電流略滯后于橋臂電壓，便于mosfet開關管實現(xiàn)零電壓開關，減少開關損耗。

從圖5至圖10可以看出配置原邊lc參數(shù)，再調整副邊lc參數(shù)，可以靈活調整輸出恒定電流同時達到輸入zpa。