本發(fā)明涉及多電機(jī)速度協(xié)同控制領(lǐng)域，更具體的說，是涉及一種雙永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法。

背景技術(shù)：

在大型數(shù)控轉(zhuǎn)臺、雷達(dá)天線、龍門起重機(jī)等大功率、大轉(zhuǎn)矩負(fù)載場合，為減小電機(jī)體積、降低成本，同時滿足輸出功率的需求，常采用兩臺電機(jī)或者多臺電機(jī)共同驅(qū)動負(fù)載的方式，而多臺電機(jī)間轉(zhuǎn)速同步性能的好壞將直接影系統(tǒng)的可靠性和控制精度。電氣傳動系統(tǒng)中使用的交流電機(jī)主要包括異步電機(jī)和永磁同步電機(jī)，而永磁同步電機(jī)(Permanent magnet synchronous motor，PMSM)以其體積小、重量輕、功率密度高、可靠性好、控制性能優(yōu)越等優(yōu)點在電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。

當(dāng)采用兩臺電機(jī)共同驅(qū)動負(fù)載時，由于兩條傳動鏈的抗扭特性差異以及兩臺電機(jī)所受負(fù)載擾動不同等因素，電機(jī)之間很可能存在轉(zhuǎn)速偏差出現(xiàn)失同步現(xiàn)象，極易激發(fā)差速振蕩而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，嚴(yán)重時還會造成單臺電機(jī)過載甚至機(jī)械軸斷裂，因此必須采取一定的控制方法來加強(qiáng)兩臺驅(qū)動電機(jī)之間的轉(zhuǎn)速同步性能。傳統(tǒng)的雙電機(jī)轉(zhuǎn)速同步控制方法通常采用雙PI并行控制，即兩臺電機(jī)之間采用并行運行方式，具有相同的轉(zhuǎn)速參考輸入，兩臺電機(jī)的控制系統(tǒng)均采用電流、轉(zhuǎn)速雙PI閉環(huán)控制。傳統(tǒng)控制方法結(jié)構(gòu)簡單，易于調(diào)節(jié)，系統(tǒng)在起停階段的同步性能較好，但存在以下幾方面的問題：(1)PMSM具有多變量、非線性、強(qiáng)耦合等特點，難以建立起其準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)模型，這使得采用PI控制容易受到系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)變化和外部擾動等因素的影響，系統(tǒng)魯棒性不強(qiáng)。(2)當(dāng)其中一臺電機(jī)受到負(fù)載擾動而發(fā)生轉(zhuǎn)速變化時，由于兩臺電機(jī)之間無耦合，并不能被另一臺電機(jī)所“感知”，從而兩臺電機(jī)之間會產(chǎn)生轉(zhuǎn)速同步誤差出現(xiàn)失同步現(xiàn)象，系統(tǒng)的同步性能較差。(3)當(dāng)兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速出現(xiàn)同步誤差時，只能通過各自的轉(zhuǎn)速環(huán)和電流環(huán)進(jìn)行調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)速度較慢。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為了克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，結(jié)合滑?？刂扑惴ê徒徊骜詈峡刂平Y(jié)構(gòu)，提供一種算法簡單、易于實現(xiàn)的雙永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法，對于負(fù)載擾動具有較好的魯棒性和快速性，能夠有效提升雙電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速跟蹤和同步性能。

本發(fā)明的目的可通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)。

本發(fā)明的雙永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法，包括以下步驟：

步驟一，建立永磁同步電機(jī)的離散數(shù)學(xué)模型：包括永磁同步電機(jī)在d-q軸坐標(biāo)系下的電壓方程和電磁轉(zhuǎn)矩方程，以及永磁同步電機(jī)的運動方程；

步驟二，基于滑模控制原理，分別對兩臺永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速環(huán)控制器進(jìn)行設(shè)計，均設(shè)計為積分型滑模速度控制器；

步驟三，基于交叉耦合原理設(shè)計速度同步控制器，分別對兩臺永磁同步電機(jī)的電流環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償。

所述步驟一中永磁同步電機(jī)在d-q軸坐標(biāo)系下的電壓方程為：

永磁同步電機(jī)在d-q軸坐標(biāo)系下的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

永磁同步電機(jī)的運動方程為：

其中，u_d(k)為k時刻電機(jī)的d軸電壓分量；u_q(k)為k時刻電機(jī)的q軸電壓分量；R為電機(jī)的定子繞組電阻；i_d(k)為k時刻電機(jī)的d軸電流分量；i_q(k)為k時刻電機(jī)的q軸電流分量；ω_e(k)為k時刻電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角速度；L_d為電機(jī)的d軸電感；L_q為電機(jī)的q軸電感；ψ_f為電機(jī)的永磁體與定子交鏈磁鏈；i_d(k+1)為k+1時刻電機(jī)的d軸電流分量；i_q(k+1)為k+1時刻電機(jī)的q軸電流分量；T_s為系統(tǒng)采樣周期；T_e(k)為k時刻電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩；p為電機(jī)的極對數(shù)；T_L(k)為k時刻電機(jī)的負(fù)載轉(zhuǎn)矩；J為電機(jī)的轉(zhuǎn)動慣量；ω_e(k+1)為k+1時刻電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角速度；B為電機(jī)的摩擦系數(shù)。

所述步驟二中積分型滑模速度控制器的具體設(shè)計過程為：

取永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)變量為：

永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)方程為：

選擇永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的滑模面s(k)為：

s(k)＝x₁(k)+cx₂(k)

選取狀態(tài)變量的初始值為：

為減弱控制信號的高頻抖動，采用的滑模趨近律如下：

得到k時刻的滑模速度控制量i_{qi_ref}(k)為：

其中，x₁(k)、x₂(k)為k時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)變量；ω^*為電機(jī)的參考轉(zhuǎn)速；ω_i(k)為k時刻電機(jī)i的實際轉(zhuǎn)速；x₁(k+1)、x₂(k+1)為k+1時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)變量；ω_i(k-1)為k-1時刻電機(jī)i的實際轉(zhuǎn)速；p為電機(jī)的極對數(shù)；ψ_f為電機(jī)的永磁體與定子交鏈磁鏈；J為電機(jī)的轉(zhuǎn)動慣量；i_qi(k)為k時刻電機(jī)i的q軸電流；B為電機(jī)的摩擦系數(shù)；T_Li(k)為k時刻電機(jī)i的負(fù)載轉(zhuǎn)矩；s(k)為k時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的滑模面；c為大于零的常數(shù)；x₁(0)、x₂(0)為k＝0時刻x₁(k)、x₂(k)的取值；s(k+1)為k+1時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的滑模面；ε是系統(tǒng)克服外擾動的主要參數(shù)，ε>0；γ為趨近速度參數(shù)，γ＞0；1-γT_s>0，T_s為系統(tǒng)采樣周期；sat(s(k))為關(guān)于s(k)的飽和函數(shù)；Δ為滑模面的邊界層厚度；i_{qi_ref}(k)為k時刻電機(jī)i的積分型滑模速度控制器的輸出。

所述步驟三中速度同步控制器的設(shè)計過程：將兩臺永磁同步電機(jī)的實時轉(zhuǎn)速進(jìn)行比較，得到一個差值信號，將該差值信號乘以反饋同步系數(shù)后作為速度補(bǔ)償信號分別反饋到兩臺永磁同步電機(jī)的電流環(huán)。

6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的雙永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法，其特征在于，所述速度補(bǔ)償信號為：

i_qsi(k)＝(-1)ⁱK(ω₁(k)-ω₂(k)),i＝1,2

其中，i_qsi(k)為k時刻電機(jī)i的速度補(bǔ)償信號；K為反饋同步系數(shù)，K>0；ω₁(k)為k時刻電機(jī)1的實際轉(zhuǎn)速；ω₂(k)為k時刻電機(jī)2的實際轉(zhuǎn)速。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的技術(shù)方案所帶來的有益效果是：

本發(fā)明是對傳統(tǒng)雙電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法進(jìn)行了算法和結(jié)構(gòu)上的改進(jìn)。PMSM具有多變量、非線性、強(qiáng)耦合等特點，難以建立起其準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)模型，這使得采用PI控制容易受到系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)變化和外部擾動等因素的影響，系統(tǒng)魯棒性不強(qiáng)，而滑模控制具有快速響應(yīng)、對參數(shù)變化及擾動不靈敏、對模型精度要求不高、無需系統(tǒng)在線辨識、物理實現(xiàn)簡單等優(yōu)點，因此本發(fā)明在算法上通過采用積分型滑模速度控制器，提高了系統(tǒng)受到負(fù)載擾動時的跟蹤性能和魯棒性能；在結(jié)構(gòu)上基于交叉耦合原理設(shè)計了速度同步控制器，增強(qiáng)了兩臺電機(jī)之間的轉(zhuǎn)速耦合作用，將轉(zhuǎn)速同步誤差信號反饋到兩臺電機(jī)的電流環(huán)，縮短了系統(tǒng)受到負(fù)載擾動時的恢復(fù)時間，提高了系統(tǒng)的同步性能。

附圖說明

圖1為永磁同步電機(jī)的空間矢量圖；

圖2為傳統(tǒng)雙PI并行控制的結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；

圖4為積分型滑模速度控制器的結(jié)構(gòu)圖；

圖5為電機(jī)1的速度同步控制原理結(jié)構(gòu)圖。

具體實施方式

本發(fā)明提出的雙永磁同步電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法，為了增強(qiáng)整個系統(tǒng)對負(fù)載擾動的魯棒性，首先基于滑?？刂圃?，設(shè)計了積分型滑模速度控制器，來提高單臺電機(jī)對于負(fù)載擾動的魯棒性，然后基于交叉耦合原理，設(shè)計了速度同步控制器來對兩臺電機(jī)的電流環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償，通過選擇合適的反饋同步系數(shù)，使兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速在受到負(fù)載擾動時盡快地達(dá)到同步，從而提高整個系統(tǒng)受到負(fù)載擾動的同步性和轉(zhuǎn)速恢復(fù)的快速性。下面結(jié)合附圖從永磁同步電機(jī)數(shù)學(xué)模型、控制系統(tǒng)設(shè)計、控制原理分析等方面對本發(fā)明進(jìn)一步說明。

(一)在實際工程中，計算機(jī)實時控制均為離散系統(tǒng)，因此本發(fā)明首先建立永磁同步電機(jī)的離散數(shù)學(xué)模型。

系統(tǒng)中采用兩臺參數(shù)相同的永磁同步電機(jī)，圖1為永磁同步電機(jī)的空間矢量圖。圖中，A、B、C為定子繞組的三相靜止坐標(biāo)系；α、β為三相靜止坐標(biāo)系經(jīng)過Clark變換后的兩相靜止坐標(biāo)系；d、q為兩相靜止坐標(biāo)系經(jīng)過Park變換后的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系；ω_e為電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角速度；i_s為空間電流矢量；i_α、i_β分別為電機(jī)的α、β軸電流分量；i_d、i_q分別為電機(jī)的d、q軸電流分量；θ_e為電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角度。

對永磁同步電機(jī)建立離散數(shù)學(xué)模型時，為簡化分析，作如下假設(shè)：1)忽略諧波效應(yīng)，轉(zhuǎn)子永磁磁場在氣隙空間分布為正弦波，定子電樞繞組中的感應(yīng)電動勢為正弦波；2)忽略定子鐵心飽和，不計鐵心磁滯和渦流損耗；3)不考慮頻率和溫度變化對電機(jī)參數(shù)的影響；4)轉(zhuǎn)子上無阻尼繞組，永磁體無阻尼作用。電機(jī)采用i_d＝0的矢量控制方法，建立永磁同步電機(jī)在d-q軸坐標(biāo)系下的電壓方程為：

式中，u_d(k)為k時刻電機(jī)的d軸電壓分量；u_q(k)為k時刻電機(jī)的q軸電壓分量；R為電機(jī)的定子繞組電阻；i_d(k)為k時刻電機(jī)的d軸電流分量；i_q(k)為k時刻電機(jī)的q軸電流分量；ω_e(k)為k時刻電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角速度；L_d為電機(jī)的d軸電感；L_q為電機(jī)的q軸電感；ψ_f為電機(jī)的永磁體與定子交鏈磁鏈；i_d(k+1)為k+1時刻電機(jī)的d軸電流分量；i_q(k+1)為k+1時刻電機(jī)的q軸電流分量；T_s為系統(tǒng)采樣周期。

本系統(tǒng)中采用表貼式永磁同步電機(jī)，有L_d＝L_q＝L，則永磁同步電機(jī)在d-q軸坐標(biāo)系下的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

式中，T_e(k)為k時刻電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩；p為電機(jī)的極對數(shù)。

永磁同步電機(jī)的運動方程為：

式中，T_L(k)為k時刻電機(jī)的負(fù)載轉(zhuǎn)矩；J為電機(jī)的轉(zhuǎn)動慣量；ω_e(k+1)為k+1時刻電機(jī)轉(zhuǎn)子的電角速度；B為電機(jī)的摩擦系數(shù)。

傳統(tǒng)雙PI并行控制方法的結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。圖中，ω^*表示電機(jī)1、2的參考轉(zhuǎn)速，ω₁、ω₂分別表示電機(jī)1、2的實際轉(zhuǎn)速，i_q1、i_q2分別表示電機(jī)1、2的三相定子電流經(jīng)Clark變換和Park變換得到的q軸反饋電流，i_{q1_ref}、i_{q2_ref}分別為電機(jī)1、2的積分型滑模速度控制器的輸出；T_L表示負(fù)載；Motor1、Motor2分別表示電機(jī)1、電機(jī)2；T_L1、T_L2分別表示電機(jī)1、2的負(fù)載轉(zhuǎn)矩。傳統(tǒng)雙PI并行控制中，兩臺電機(jī)均為轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制，控制器均采用PI控制，系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)簡單，同步性能較好，可滿足一定條件下的同步要求。但是，兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速間無耦合關(guān)系，系統(tǒng)整體上相當(dāng)于開環(huán)控制，當(dāng)在運行過程中任何一臺電機(jī)受到負(fù)載擾動而發(fā)生轉(zhuǎn)速變化時，另一臺電機(jī)將不會受到影響，從而產(chǎn)生轉(zhuǎn)速同步誤差，出現(xiàn)失同步現(xiàn)象。

(二)為了提高系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動性能，增強(qiáng)系統(tǒng)的魯棒性，基于滑?？刂圃?，本發(fā)明中兩臺永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速環(huán)控制器均采用積分型滑模速度控制器，代替了傳統(tǒng)的PI速度控制器，改進(jìn)后的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。圖中，i_{q1_ref}、i_{q2_ref}分別為電機(jī)1、2的積分型滑模速度控制器的輸出；i_qs1、i_qs2分別為兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速不同步時電機(jī)1、2的電流補(bǔ)償量；電機(jī)采用i_{di_ref}＝0(i＝1,2)的矢量控制方案；i_di、i_qi(i＝1,2)為電機(jī)i的三相定子電流經(jīng)過Clark變換和Park變換得到的d、q軸電流分量；V_{di_ref}、V_{qi_ref}(i＝1,2)為電機(jī)i經(jīng)過電流PI控制器得到的d、q軸上的參考電壓；V_{αi_ref}、V_{βi_ref}(i＝1,2)為第i臺電機(jī)經(jīng)過Park逆變換后生成的α、β軸參考電壓；SVPWM表示空間電壓脈沖寬度調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation)技術(shù)；V_dc為三相逆變器的直流供電電源；U_i、V_i、W_i(i＝1,2)分別為電機(jī)i的三相逆變電壓；PMSM1、PMSM2分別表示永磁同步電機(jī)1、永磁同步電機(jī)2；i_Ai、i_Bi(i＝1,2)分別為電機(jī)i的A、B相定子電流；i_αi、i_βi(i＝1,2)分別為電機(jī)i的三相定子電流經(jīng)過Clark變換得到的α、β軸上的電流分量；i_di、i_qi(i＝1,2)分別為電機(jī)i的α、β軸上的電流分量經(jīng)過Park變換得到的d、q軸上的電流分量；K為反饋同步系數(shù)；ω^*表示電機(jī)1、2的參考轉(zhuǎn)速；ω₁、ω₂分別表示電機(jī)1、2的實際轉(zhuǎn)速；T_L1、T_L2分別表示電機(jī)1、2的負(fù)載轉(zhuǎn)矩。

PI控制器的表達(dá)式為

式中，u(k)為k時刻控制器的輸出控制量；e(k)為k時刻控制器的輸入量；K_P為比例系數(shù)；K_I為積分系數(shù)；T_s為系統(tǒng)采樣周期。當(dāng)系統(tǒng)的給定信號與反饋信號出現(xiàn)偏差時，PI控制器的比例環(huán)節(jié)立即產(chǎn)生調(diào)節(jié)作用，以減少偏差，但過大的比例系數(shù)會使系統(tǒng)的穩(wěn)定性下降，甚至造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定；積分環(huán)節(jié)主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的誤差度，積分系數(shù)越大，積分作用越弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量越小，系統(tǒng)的響應(yīng)速度越慢。

Clark變換(三相靜止坐標(biāo)變換為兩相靜止坐標(biāo))矩陣C_3s/2s為

Park變換(兩相靜止坐標(biāo)變換成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo))矩陣C_2s/2r為

Park逆變換(兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換成兩相靜止坐標(biāo))矩陣C_2r/2s為

積分型滑模速度控制器的具體設(shè)計過程:首先根據(jù)系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速跟蹤誤差及其積分構(gòu)造兩個狀態(tài)變量x₁(k)、x₂(k)，并設(shè)計一個線性滑模面s(k)，然后通過選取滑模指數(shù)趨近律使系統(tǒng)在有限的時間內(nèi)到達(dá)滑模面并逐漸穩(wěn)定于系統(tǒng)原點，速度跟蹤誤差漸進(jìn)收斂為零，從而使電機(jī)的實際轉(zhuǎn)速較好地跟蹤參考轉(zhuǎn)速。由于系統(tǒng)的特性只取決于設(shè)計的滑模參數(shù)，而與外界擾動無關(guān)，所以滑模控制具有很強(qiáng)的魯棒性。

取永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)變量為：

式中，ω^*為電機(jī)的參考轉(zhuǎn)速，ω_i(k)為k時刻電機(jī)i的實際轉(zhuǎn)速。

結(jié)合式(2)、式(3)和式(8)可得永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)方程為：

式中，x₁(k+1)、x₂(k+1)為k+1時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的離散狀態(tài)變量；ω_i(k-1)為k-1時刻電機(jī)i的實際轉(zhuǎn)速；i_qi(k)為k時刻電機(jī)i的q軸電流；T_Li(k)為k時刻電機(jī)i的負(fù)載轉(zhuǎn)矩。

選擇永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的滑模面s(k)為：

s(k)＝x₁(k)+cx₂(k) (10)

選取狀態(tài)變量的初始值為：

式中，c為大于零的常數(shù)。這樣選取初值是為了保證t＝0時，s＝0，即系統(tǒng)從初始時刻就在滑模面上運動，系統(tǒng)具有全局魯棒性，并且積分作用可以削弱抖振、消除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差。

為減弱控制信號的高頻抖動，采用的滑模趨近律如下：

式中，s(k+1)、s(k)分別為k+1時刻、k時刻永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的滑模面；ε、γ均為大于零的常數(shù)，γ＞0；1-γT_s>0，T_s為系統(tǒng)采樣周期；Δ為滑模面邊界層厚度。滑模面參數(shù)c對系統(tǒng)調(diào)節(jié)時間有較大的影響，c越大，滑模運動段響應(yīng)越快，快速性越好，但參數(shù)不宜過大，太大時會引起系統(tǒng)抖動。趨近速度參數(shù)γ主要影響切換函數(shù)的動態(tài)過渡過程，適當(dāng)調(diào)整該參數(shù)可以改善系統(tǒng)動態(tài)品質(zhì)；ε是系統(tǒng)克服外擾動的主要參數(shù)，ε越大，系統(tǒng)克服外擾動能力越強(qiáng)，同時會導(dǎo)致系統(tǒng)抖振的加大。因此，要選取合適的參數(shù)，使系統(tǒng)的抗擾動能力較好，同時又不引起系統(tǒng)過大的抖振。

聯(lián)立式(10)和式(12)得到k時刻電機(jī)i的滑模速度控制量i_{qi_ref}(k)為：

令A(yù)＝3pψ_f/2J，積分型滑模速度控制器的結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

選擇Lyapunov函數(shù)為

當(dāng)采樣周期T_s很小時，離散滑模的存在和可達(dá)性條件為

[s(k+1)-s(k)]sat(s(k))＜0，[s(k+1)+s(k)]sat(s(k))]＞0 (15)

由式(12)可知

[s(k+1)-s(k)]sat(s(k))

＝-T_s[εsat(s(k))+γs(k)]sat(s(k))＜0 (16)

當(dāng)采樣時間T_s很小時，2-γT_s≥0，有

[s(k+1)+s(k)]sat(s(k))

＝[(2-γT_s)s(k)-εT_ssat(s(k))]sat(s(k))

＝(2-γT_s)|s(k)|-εT_s|s(k)|＞0 (17)

滿足離散滑模的存在性和可達(dá)性條件，任意初始位置的狀態(tài)都會趨向并穩(wěn)定于滑模面s(k)。

(三)為增強(qiáng)兩臺電機(jī)之間的轉(zhuǎn)速耦合作用，同時縮短系統(tǒng)受到負(fù)載擾動后的恢復(fù)時間，提高系統(tǒng)受到負(fù)載擾動的同步性，基于交叉耦合原理設(shè)計了速度同步控制器，將轉(zhuǎn)速同步誤差信號分別對兩臺永磁同步電機(jī)的電流環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償。

以第一臺電機(jī)為例，其速度同步控制器的原理結(jié)構(gòu)圖如圖5所示。圖中，i_{q1_ref}表示電機(jī)1的積分型滑模速度控制器的輸出；i_qs1表示電機(jī)1與電機(jī)2轉(zhuǎn)速不同步時電機(jī)1的電流補(bǔ)償量；i_{q1_ref}^*表示經(jīng)速度同步控制器補(bǔ)償后的q軸電流參考值；ΔT_L1表示電機(jī)1受到的負(fù)載擾動量；T_L1表示電機(jī)1的負(fù)載轉(zhuǎn)矩；T_e1電機(jī)1的電磁轉(zhuǎn)矩；ω₁、ω₂分別表示電機(jī)1、2的實際轉(zhuǎn)速。速度同步控制器的基本原理是，將兩臺永磁同步電機(jī)的實時轉(zhuǎn)速進(jìn)行比較，得到一個差值信號，將該差值信號乘以反饋同步系數(shù)K(K>0)后作為速度補(bǔ)償信號分別反饋到兩臺電機(jī)的電流環(huán)，使系統(tǒng)能夠反映出任何一臺電機(jī)的轉(zhuǎn)速變化，從而獲得良好的同步性能。由于電磁時間常數(shù)遠(yuǎn)小于機(jī)械時間常數(shù)，電流環(huán)的響應(yīng)速度比轉(zhuǎn)速環(huán)的響應(yīng)速度快得多，因此當(dāng)電機(jī)受到負(fù)載擾動時，將速度補(bǔ)償信號(也就是轉(zhuǎn)速同步誤差信號)反饋到電流給定處能夠盡可能快地抑制兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速的不同步，提高系統(tǒng)的同步性能。但K的取值不宜過大，因為若K取值過大，即使兩臺電機(jī)之間的轉(zhuǎn)速差較小，但乘以較大的K后會造成兩臺電機(jī)的電流補(bǔ)償值上下波動過大，進(jìn)而造成兩臺電機(jī)的角加速度上下波動過大，使得兩臺電機(jī)的轉(zhuǎn)速最終在參考值附近振蕩。當(dāng)兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速不一致時，k時刻電機(jī)i(i＝1,2)的q軸的電流補(bǔ)償量(速度補(bǔ)償信號)為

i_qsi(k)＝(-1)ⁱK(ω₁(k)-ω₂(k)),i＝1,2 (18)

式中，i_qsi(k)為k時刻電機(jī)i的電流補(bǔ)償量；K為反饋同步系數(shù)，K>0；ω₁(k)為k時刻電機(jī)1的實際轉(zhuǎn)速；ω₂(k)為k時刻電機(jī)2的實際轉(zhuǎn)速。

下面對速度同步控制器的工作過程進(jìn)行分析。

(1)當(dāng)兩臺電機(jī)均未受到負(fù)載擾動時，ΔT_L1＝ΔT_L2＝0，i_{qi_ref}^*＝i_{qi_ref}(i＝1,2)，ω₁＝ω₂＝ω^*，兩臺電機(jī)的轉(zhuǎn)速差為0，即兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速相同且跟蹤參考值，此時轉(zhuǎn)速同步控制器對系統(tǒng)無影響。

(2)以第一臺電機(jī)受到負(fù)載擾動為例，分析速度同步控制器的工作原理。假設(shè)系統(tǒng)已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)定運行狀態(tài)，ω₁＝ω₂＝ω_ref，在k₀時刻，電機(jī)1受到負(fù)載擾動ΔT_L1(ΔT_L1>0)，則在k₀時刻有T_e1–(T_L1+ΔT_L1)<T_e2–T_L2，從而導(dǎo)致ω₁(k₀)<ω₂(k₀)。在k₁時刻，兩臺電機(jī)轉(zhuǎn)速同步誤差Δω(Δω＝|ω₁–ω₂|)達(dá)到最大，差值通過反饋同步系數(shù)K后給i_{q1_ref}(k₁)一個大于零的電流補(bǔ)償i_qs1(k₁)，給i_{q2_ref}(k₁)一個小于零的電流補(bǔ)償i_qs2(k₁)，同時通過積分型滑模速度控制器的調(diào)節(jié)，使得ω₁(k₁)以較大的角加速度趨近參考值，ω₂(k₁)以較小的角加速度趨近參考值，從而使兩臺電機(jī)在趨近參考值過程中轉(zhuǎn)速差值盡可能小，即保證了兩臺電機(jī)在施加負(fù)載擾動后能夠快速恢復(fù)同步。

綜上所述，本發(fā)明是對傳統(tǒng)雙電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速同步控制方法進(jìn)行了算法和結(jié)構(gòu)上的改進(jìn)。傳統(tǒng)PI控制器雖然控制方法簡單，但抗負(fù)載擾動性能和跟蹤性能有待提高，難以滿足高精度的控制要求，而滑?？刂凭哂锌焖夙憫?yīng)、對參數(shù)變化及擾動不靈敏、物理實現(xiàn)簡單等優(yōu)點，因此本發(fā)明在算法上基于滑?？刂圃碓O(shè)計了積分型滑模速度控制器，來提高系統(tǒng)受到負(fù)載擾動時的跟蹤性能和魯棒性能；在結(jié)構(gòu)上基于交叉耦合原理設(shè)計了速度同步控制器，來增強(qiáng)兩臺電機(jī)之間的轉(zhuǎn)速耦合作用，且將轉(zhuǎn)速同步誤差信號反饋到兩臺電機(jī)的電流環(huán)，縮短了系統(tǒng)受到負(fù)載擾動時的恢復(fù)時間，提高了系統(tǒng)的同步性能。

盡管上面結(jié)合附圖對本發(fā)明的功能及工作過程進(jìn)行了描述，但本發(fā)明并不局限于上述的具體功能和工作過程，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的啟示下，在不脫離本發(fā)明宗旨和權(quán)利要求所保護(hù)的范圍情況下，還可做出很多形式，這些均屬于本發(fā)明的保護(hù)之內(nèi)。