專利名稱：一種低輸出電壓紋波的功率因數(shù)校正變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
[0001]本實(shí)用新型涉及電カ控制設(shè)備，尤其是DC-AC輔助實(shí)現(xiàn)低輸出電壓紋波的PFC變換器工作方法及其裝置。
背景技術(shù)：
近年來，電カ電子技術(shù)迅速發(fā)展，作為電カ電子領(lǐng)域重要組成部分的電源技術(shù)逐漸成為應(yīng)用和研究的熱點(diǎn)。開關(guān)電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領(lǐng)域中的主流地位，但其通過整流器接入電網(wǎng)時(shí)會(huì)存在ー個(gè)致命的弱點(diǎn)功率因數(shù)較低(一般僅為0. 45 0. 75)，且在電網(wǎng)中會(huì)產(chǎn)生大量的電流諧波和無功功率而污染電網(wǎng)。抑制開關(guān)電源產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種一是被動(dòng)法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；ニ是主動(dòng)法，即設(shè)計(jì)新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正功能。開關(guān)電源功率因數(shù)校正研究的重點(diǎn)，主要是功率因數(shù)校正電路拓?fù)涞难芯亢凸β室驍?shù)校正控制集成電路的開發(fā)。現(xiàn)有BucKBoost、Buck-Boost等多種功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。功率因數(shù)校正控制集成電路負(fù)責(zé)檢測(cè)變換器的工作狀態(tài)，并產(chǎn)生脈沖信號(hào)控制開關(guān)裝置，調(diào)節(jié)傳遞給負(fù)載的能量以穩(wěn)定輸出；同時(shí)保證開關(guān)電源的輸入電流跟蹤電網(wǎng)輸入電壓，實(shí)現(xiàn)接近于I的功率因數(shù)?？刂萍呻娐返慕Y(jié)構(gòu)和工作原理由開關(guān)電源采用的控制方法決定。對(duì)于同一功率電路拓?fù)?，采用不同的控制方法?huì)對(duì)開關(guān)電源的穩(wěn)態(tài)精度及動(dòng)態(tài)性能等方面產(chǎn)生影響。傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正變換器直流輸出電壓包含有二倍エ頻紋波，若二倍エ頻輸出電壓紋波被引入功率因數(shù)校正控制器中，會(huì)使功率因數(shù)校正變換器的輸入電流含有三次諧波電流成分，降低了功率因數(shù)校正變換器的輸入功率因數(shù)。因此傳統(tǒng)有源功率因數(shù)校正變換器的直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率低(一般僅為10 20Hz)，這嚴(yán)重影響功率因數(shù)校正變換器對(duì)負(fù)載變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。此外，由于有源功率因數(shù)校正變換器的直流輸出電壓紋波較大，需在功率因數(shù)校正變換器輸出端接一個(gè)電容值很大的輸出電容后，還需要再接ー個(gè)DC-DC變換器來提高負(fù)載直流輸出電壓的穩(wěn)態(tài)精度和對(duì)負(fù)載變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，使變換器設(shè)計(jì)成本高、效率低。

實(shí)用新型內(nèi)容本實(shí)用新型的目的是提供ー種DC-AC輔助實(shí)現(xiàn)低輸出電壓紋波的PFC變換器，使之具有単相PFC變換器輸出電壓紋波減小，并且其動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能好，效率高，抗干擾能力強(qiáng)，適用于各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單相PFC變換器。本實(shí)用新型實(shí)現(xiàn)其實(shí)用新型目的，所采用的技術(shù)方案是由單相PFC變換器TD、單相逆變器IN和控制器組成。單相PFC變換器直流輸出電容的上端接負(fù)載的上端，単相PFC變換器直流輸出電容的下端接単相逆變器交流輸出電容的上端，単相逆變器交流輸出電容的下端接負(fù)載的下端，同時(shí)負(fù)載的下端接地。這樣，單相功率因數(shù)校正控制器采樣單相功率因數(shù)校正變換器的電感電流、輸入電壓和負(fù)載直流輸出電壓，經(jīng)過現(xiàn)有的PFC控制策略(乘法器控制策略、單周控制策略等)得到功率因數(shù)校正變換器的控制信號(hào)。単相逆變器的控制器采樣單相功率因數(shù)校正變換器的輸入電壓和負(fù)載電流得到単相逆變器的控制目標(biāo)信號(hào)，単相逆變器的控制器同時(shí)采樣逆變器的交流輸出電壓，通過雙閉環(huán)控制等逆變器控制策略使単相逆變器的交流輸出電壓與功率因數(shù)校正變換器的直流輸出電壓紋波同幅值、反相位。各控制器的工作原理如下輸入電壓檢測(cè)電路VC1檢測(cè)單相PFC變換器TD的整流輸入電壓Vin，輸入電壓有效值檢測(cè)電路VC2檢測(cè)單相PFC變換器TD的整流輸入電壓有效值Vrms,輸出電壓檢測(cè)電路VC3檢測(cè)負(fù)載R的直流輸出電壓V。，電感電流檢測(cè)電路IC1檢測(cè)單相PFC變換器TD的電感電流し直流輸出電壓V。與直流參考電壓V1^ef的差值通過PI控制器補(bǔ)償后再乘以整流輸入電壓Vin作為除法器的ー個(gè)輸入，除法器的另ー個(gè)輸入為整流輸入電壓有效值Vmis的平方，除法器的輸出即為基準(zhǔn)正弦電流IMf。電感電流し與基準(zhǔn)正弦電流Iref的差值通過PI控制器補(bǔ)償后送入PWM發(fā)生器，得到単相PFC變換器TD的控制脈沖。輸入電壓檢測(cè)電路VC4檢測(cè)單相PFC變換器TD的交流輸入電壓Vin A。，輸出電流檢測(cè)電路IC2檢測(cè)負(fù)載R的電流I。，交流輸入電壓Vin A。經(jīng)過倍頻電路DU倍頻后與負(fù)載電流I0相乘得到単相逆變器IN的控制參考電壓V^f。交流輸出電壓檢測(cè)電路VC5檢測(cè)單相逆變器IN的交流輸出電壓V。AC，交流輸出電壓V。與控制參考電壓V^6f的差值通過PI控制器補(bǔ)償后送入PWM發(fā)生器，得到単相逆變器IN的控制脈沖。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本實(shí)用新型的有益效果是I、相對(duì)于已有的功率因數(shù)校正變換器，采用本實(shí)用新型的功率因數(shù)校正變換器處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，有效地減小了負(fù)載的直流輸出電壓紋波，有利于變換器整流濾波電路選用較小的輸出電容；2、采用本實(shí)用新型的功率因數(shù)校正變換器可提高輸出電壓反饋控制環(huán)的截止頻率，因此負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，控制器能夠立即改變參考正弦電流，變換器可迅速進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)；3、采用實(shí)用新型的功率因數(shù)校正變換器無需后級(jí)的DC-DC變換器，僅需要一個(gè)小功率的直流輸出電壓紋波補(bǔ)償逆變器，提高了變換器整機(jī)的效率?？刂破靼妷簷z測(cè)電路VCC、電流檢測(cè)電路1C、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN、乘法器MU、除法器DV、倍頻電路DU、邏輯比較電路LC和驅(qū)動(dòng)電路DR。所述的輸出電壓檢測(cè)電路VC3與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN1相連；輸入電壓檢測(cè)電路VC1與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN1的輸出分別與乘法器MU1相連，輸入電壓有效值檢測(cè)電路VC2與乘法器MU2相連，乘法器MU1的輸出與乘法器MU2的輸出與分別與 除法器DV相連，除法器DV的輸出與電感電流檢測(cè)電路IC1做差后與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN2相連，ネト償網(wǎng)絡(luò)CN2的輸出與邏輯比較電路LC1相連后再與驅(qū)動(dòng)電路DR1相連。所述的交流輸入電壓檢測(cè)電路VC4與倍頻電路DU相連，倍頻電路DU的輸出與負(fù)載電流檢測(cè)電路IC2分別與乘法器MU3相連，乘法器MU3的輸出與交流輸出電壓檢測(cè)電路VC5做差后與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN3相連，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN3的輸出與邏輯比較電路LC2相連后再與驅(qū)動(dòng)電路DR2相連。采用以上裝置可以方便可靠地實(shí)現(xiàn)本實(shí)用新型以上方法。
以下結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式
對(duì)本實(shí)用新型作進(jìn)ー步詳細(xì)的說明。

圖I為本實(shí)用新型的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。圖2為本實(shí)用新型實(shí)施例一的電路結(jié)構(gòu)示意圖。[0016]圖3a為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖3b為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖3c為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖3仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值Vref = 400V、電感L1 = ImH、電感 L2 = 0. 2mH、電容 C1 = C2 = 330uF、負(fù)載阻值 R = 160 Q ,單相 Boost PFC 變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152,K1 = 150，単相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，單相全橋逆變器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 100，K1 = 0. 5。圖4a為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖4b為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖4c為本實(shí)用新型實(shí)施例一在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖4仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感L1 = ImH、電感 L2 = 0. 2mH、電容 C1 = C2 = 330uF、負(fù)載阻值 R = 400 Q ,單相 Boost PFC 變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152，も=150，単相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，單相全橋逆變器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 100，K1 = 0. 5。圖5a為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖5b為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖5c為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖5仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值Vref = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負(fù)載阻值R = 160 Q，單相BoostPFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp= 10. 7,K1= 10. 6，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖6a為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖6b為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖6c為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖6仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負(fù)載阻值R = 400 Q，單相BoostPFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp= 10. 7,K1= 10. 6，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖7a為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖7b為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖7c為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖7仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負(fù)載阻值R = 160 Q，單相BoostPFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖8a為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸出電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖8b為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電壓的時(shí)域仿真波形圖。圖8c為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在穩(wěn)態(tài)條件下輸入電流的時(shí)域仿真波形圖。圖8仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負(fù)載阻值R = 400 Q，單相BoostPFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖9為本實(shí)用新型實(shí)施例一在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由0. 4KW躍變至1KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖9仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感L1 = ImH、電感L2 = 0. 2mH、電容C1 = C2 = 330uF,單相BoostPFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，單相全橋逆變器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 100, K1 = 0. 5。圖10為本實(shí)用新型實(shí)施例一在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由IKW躍變至0. 4KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖10仿真條件與圖9相同。圖11為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由0. 4KW躍變至1KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖11仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值Vref = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF,單相Boost PFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 10. 7，K1 =10. 6，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖12為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由IKW躍變至0. 4KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖12仿真條件與圖11相同。圖13為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由0. 4KW躍變至1KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖13仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值VMf = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF,單相Boost PFC變換器電壓控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 152，K1 =150，單相Boost PFC變換器電流控制環(huán)補(bǔ)償參數(shù)Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖14為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器在負(fù)載變化(負(fù)載在0. 5s時(shí)刻由IKW躍變至0. 4KW)時(shí)變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖14仿真條件與圖13相同。圖15為本實(shí)用新型實(shí)施例ニ的電路結(jié)構(gòu)示意圖。圖16為本實(shí)用新型實(shí)施例三的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施方式
[0051]實(shí)施例一圖2示出，本實(shí)用新型的ー種具體實(shí)施方式
為，一種開關(guān)電源的控制方法，其具體作法是輸入電壓檢測(cè)電路VC1檢測(cè)單相Boost PFC變換器的整流輸入電壓Vin，輸入電壓有效值檢測(cè)電路VC2檢測(cè)單相Boost PFC變換器的整流輸入電壓有效值V s，輸出電壓檢測(cè)電路VC3檢測(cè)負(fù)載R的直流輸出電壓V。，電感電流檢測(cè)電路IC1檢測(cè)單相Boost PFC變換器電感電流し直流輸出電壓V。送誤差放大器VA1，誤差放大器VA1用直流參考電壓VDe_Mf與直流輸出電壓Vtl進(jìn)行比較產(chǎn)生誤差電壓值A(chǔ)Vdc ;誤差電壓值A(chǔ)Vdc經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN1調(diào)節(jié)再乘以整流輸出電壓Vin作為除法器的ー個(gè)輸入，由除法器除以整流輸入電壓有效值Vnns的平方，除法器的輸出即為基準(zhǔn)正弦電流Iref。電感電流ら送誤差放大器VA2，誤差放大器VA2用基準(zhǔn)正弦電流しf與電感電流L進(jìn)行比較產(chǎn)生誤差電流值A(chǔ)l ;誤差電流值A(chǔ) I經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN2調(diào)節(jié)與載波進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果產(chǎn)生開關(guān)管SW1的控制脈沖Pnl，經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路DR1向單相Boost PFC變換器的開關(guān)SW1輸出控制信號(hào)。輸入電壓檢測(cè)電路VC4檢測(cè)單相BoostPFC 變換器的交流輸入電壓Vin A。，輸出電流檢測(cè)電路IC2檢測(cè)負(fù)載R的電流I。，輸入電壓檢測(cè)電路VC5檢測(cè)單相全橋逆變器IN的交流輸出電壓V?！狝C。交流輸出電壓Vin—AC經(jīng)過倍頻電路DU倍頻后與負(fù)載電流I0相乘得到単相全橋逆變器的控制參考電壓V^f。交流輸出電壓V。A。送誤差放大器VA3,誤差放大器VA3用控制參考電壓\c_ref與交流輸出電壓h進(jìn)行比較產(chǎn)生交流誤差電壓值A(chǔ)Vac;交流誤差電壓值A(chǔ)Va。經(jīng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)CN3調(diào)節(jié)與載波進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果產(chǎn)生開關(guān)管SW2 SW5的控制脈沖Pn2 Pn5，經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路DR2向単相全橋逆變器的開關(guān)SW2 SW5輸出控制信號(hào)。圖2示出，本實(shí)用新型的ー種具體實(shí)施方式
為低輸出電壓紋波的功率因數(shù)校正變換器。本例中，功率因數(shù)校正控制器采樣單相BoostPFC變換器的電感電流、輸入電壓和負(fù)載直流輸出電壓，經(jīng)過傳統(tǒng)的雙閉環(huán)補(bǔ)償計(jì)算得到功率因數(shù)校正變換器的控制信號(hào)。單相全橋逆變器的控制器通過檢測(cè)単相Boost PFC變換器的交流輸入電壓與負(fù)載R的電流來得到控制參考電壓，通過倍頻電路DU得到単相全橋逆變器的控制目標(biāo)信號(hào)，使単相全橋逆變器的交流輸出電壓與Boost PFC變換器的直流輸出電壓紋波同幅值、反相位。負(fù)載R兩端電壓為BoostPFC變換器的直流輸出電壓與単相全橋逆變器的交流輸出電壓之和，因此控制器通過單相全橋逆變器的交流輸出電壓使負(fù)載R兩端的直流電壓含有的直流輸出電壓紋波低。本例的単相PFC變換器為Boost型變換器，単相逆變器為全橋型逆變器。用Matlab/Simulink軟件對(duì)本例的方法進(jìn)行時(shí)域仿真分析,結(jié)果如下。圖3為本實(shí)用新型實(shí)施例一的IKW低輸出電壓紋波単相BoostPFC變換器的時(shí)域仿真分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為3. 58V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 6. 75%,2. 41%,0. 61%,0. 35%,0. 32%,0. 26%,0. 2%和 0. 15%，總諧波畸變率為7. 22%。圖4為本實(shí)用新型實(shí)施例一的0. 4KW低輸出電壓紋波單相BoostPFC變換器的時(shí)域仿真的分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為2. 14V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 10. 31%,2. 88%,0. 53%,0. 27%,0. 08%,0. 07%,0. 04%和 0. 04%，總諧波畸變率為10. 73%。圖5為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的IKW單相Boost PFC變換器的時(shí)域仿真分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為25.91￥，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波 占基波的比重分別為 4. 07%,0. 4%,0. 33%,0. 28%,0. 23%,0. 17%,0. 12%和 0. 07%，總諧波畸變率為4. 13%。圖6為傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的0. 4KW單相Boost PFC變換器的時(shí)域仿真分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為11. 15V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 5. 55% A. 18%,0. 58%,0. 16%,0. 04%,0. 02%,0. 11%和 0. 16%,總諧波畸變率為5. 73%。圖7為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的IKW單相Boost PFC變換器的時(shí)域仿真分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V,但輸入電流此時(shí)存在嚴(yán)重的三次諧波畸變，未能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為29. 22V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15 和 17 次諧波占基波的比重分別為 43. 44%,9. 65%U. 56%,0. 03%,0. 18%,0. 17%,0. 15%和0. 13%，總諧波畸變率為44. 52%。圖8為傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的0. 4KW單相Boost PFC變換器的時(shí)域仿真分析結(jié)果，各分圖(a)、(b)、(C)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓波形穩(wěn)定在設(shè)定值400V，但輸入電流此時(shí)存在嚴(yán)重的三次諧波畸變，未能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)變換器的功能。此時(shí)輸出電壓紋波峰峰值為12. 73V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15 和 17 次諧波占基波的比重分別為 44. 58%,9. 95%U. 26%,0. 26%,0. 39%,0. 32%,0. 25%和0. 21%，總諧波畸變率為45. 70%。由圖3 圖8可以看出，本實(shí)用新型實(shí)施例一在單相Boost PFC變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓紋波峰峰值最小，且輸入電流的諧波畸變率僅稍大于傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的単相BoostPFC變換器，明顯低于傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率的單相Boost PFC變換器。圖9為負(fù)載由0.4KW變?yōu)镮KW變化前后，本實(shí)用新型實(shí)施例ー的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0. 5s時(shí)刻變化時(shí)，本實(shí)用新型實(shí)施例一的單相Boost PFC變換器可迅速進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)。輸出電壓跌落量為4. 4V，輸出電壓超調(diào)量為3V，需0. 013s系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(±2V的輸出電壓波動(dòng)范圍)。可見，本實(shí)用新型實(shí)施例一在負(fù)載增大時(shí)具有良好的動(dòng)態(tài)特性。圖10為負(fù)載由IKW變?yōu)?. 4KW變化前后，本實(shí)用新型實(shí)施例ー的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0. 5s時(shí)刻變化時(shí)，本實(shí)用新型實(shí)施例一的単相Boost PFC變換器可進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)。輸出電壓跌落量為0V，輸出電壓超調(diào)量為7. 5V，需0.01s系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(±2V的輸出電壓波動(dòng)范圍)。可見，本實(shí)用新型實(shí)施例一在負(fù)載減小時(shí)具有良好的動(dòng)態(tài)特性。圖11為負(fù)載由0. 4KW變?yōu)镮KW變化前后，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0. 5s時(shí)刻變化時(shí)，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)速度慢。輸出電壓跌落量為42. 5V，輸出電壓超調(diào)量為18. 9V，需0. Ils系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(±12V的輸出電壓波動(dòng)范圍)?？梢?，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器在負(fù)載増大時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)速度慢，且輸出電壓的跌落量與超調(diào)量大，穩(wěn)態(tài)精度也低。圖12為負(fù)載由IKW變?yōu)?. 4KW變化前后，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0.5s時(shí)刻變化時(shí)，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)速度慢。輸出電壓跌落量為40. 35V，輸出電壓超調(diào)量為17. 56V，需0. 15s系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(±5V的輸出電壓波 動(dòng)范圍)?？梢?，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器在負(fù)載減小時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)速度慢，且輸出電壓的跌落量與超調(diào)量大，穩(wěn)態(tài)精度也低。圖13為負(fù)載由0. 4KW變?yōu)镮KW變化前后，傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0. 5s時(shí)刻變化時(shí)，傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)速度較快。輸出電壓跌落量為19. 5V，輸出電壓超調(diào)量為14V，需0.017s系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(± 10V的輸出電壓波動(dòng)范圍)?？梢姡瑐鹘y(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器在負(fù)載增大時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)速度較快，但輸出電壓的跌落量與超調(diào)量大，穩(wěn)態(tài)精度也低。圖14為負(fù)載由IKW變?yōu)?. 4KW變化前后，傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負(fù)載在0. 5s時(shí)刻變化時(shí)，傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)速度較快。輸出電壓跌落量為6. IV，輸出電壓超調(diào)量為8. IV，需0. 024s系統(tǒng)才能回到穩(wěn)態(tài)(±5V的輸出電壓波動(dòng)范圍)?？梢?，傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率単相Boost PFC變換器在負(fù)載減小時(shí)瞬態(tài)響應(yīng)速度較快，但輸出電壓的跌落量與超調(diào)量大，穩(wěn)態(tài)精度也低。由圖9 圖14可以看出，本實(shí)用新型實(shí)施例一在變換器工作于瞬態(tài)下輸出電壓紋波最小，穩(wěn)態(tài)精度最高，且在負(fù)載增大與減小時(shí)輸出電壓的跌落量與超調(diào)量均最小，調(diào)整時(shí)間也最短，明顯優(yōu)于傳統(tǒng)低直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器和傳統(tǒng)高直流輸出電壓反饋控制環(huán)截止頻率單相Boost PFC變換器。實(shí)施例ニ圖15示出，本例與實(shí)施例一相比，不同之處是采樣單相BoostPFC變換器的輸出電壓，經(jīng)過隔直電路ID隔直后得到単相Boost PFC變換器的輸出電壓紋波，以此作為單相全橋逆變器的控制參考信號(hào)電壓VAe_f?？刂品绞胶凸ぷ鬟^程與實(shí)施例ー類似。同樣能通過仿真結(jié)果證明，它能實(shí)現(xiàn)本實(shí)用新型的目的。實(shí)施例三圖16示出，本例與實(shí)施例一相比，不同之處是開關(guān)電源的PFC變換器為隔離型Boost變換器?？刂品绞胶凸ぷ鬟^程與實(shí)施例ー類似。同樣能通過仿真結(jié)果證明，它能實(shí)現(xiàn)本實(shí)用新型的目的。[0075]本實(shí)用新型方法除可用于以上實(shí)施例中的Boost PFC變換器組成的開關(guān)電源外，也可用于Buck變換器、Cuk變換器、正激變換器、反激變換器、半橋變換器、全橋變換器、無橋PFC變換器、隔離型PFC變換器等多種功率電路組成的PFC開關(guān)電源，其控制策略處了以上實(shí)施例中Boost PFC變換器的平均電流控制策略外，也可用峰值電流控制、單周控制等其它PFC變換器控制策略。単相逆變器除了上述實(shí)施例中的全橋逆變器及其單電壓環(huán)控制策略外，也可用半橋逆變器等逆變器拓?fù)湟约?雙閉環(huán)等逆變器控制策略。
權(quán)利要求1.一種低輸出電壓紋波的功率因數(shù)校正變換器，由単相PFC變換器TD、単相逆變器IN和控制器組成，其特征在干，単相PFC變換器直流輸出電容的上端接負(fù)載的上端，単相PFC變換器直流輸出電容的下端接単相逆變器交流輸出電容的上端，単相逆變器交流輸出電容的下端接負(fù)載的下端，同時(shí)負(fù)載的下端接地。
2.如權(quán)利要求I所述的ー種低輸出電壓紋波的功率因數(shù)校正變換器，其中単相PFC變換 器拓?fù)錇槌Ｒ姷腂oost變換器、Buck變換器、全橋變換器、反激變換器；單相逆變器拓?fù)錇槿珮颉霕蚧駼oost型逆變器拓?fù)洹?br> 專利摘要本實(shí)用新型公開了一種低輸出電壓紋波的功率因數(shù)校正變換器，由單相PFC變換器TD、單相逆變器IN和控制器組成，單相PFC變換器直流輸出電容的上端接負(fù)載的上端，單相PFC變換器直流輸出電容的下端接單相逆變器交流輸出電容的上端，單相逆變器交流輸出電容的下端接負(fù)載的下端，同時(shí)負(fù)載的下端接地。本實(shí)用新型在實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)的同時(shí)消除了單相PFC變換器的輸出工頻紋波電壓，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，克服了傳統(tǒng)兩級(jí)功率因數(shù)校正變換器效率低成本高的問題。本實(shí)用新型還可應(yīng)用于低紋波的高功率因數(shù)校正AC/DC恒流源設(shè)計(jì)中。
文檔編號(hào)H02M1/14GK202406012SQ201220010540
公開日2012年8月29日 申請(qǐng)日期2012年1月11日 優(yōu)先權(quán)日2012年1月11日
發(fā)明者張婓, 許建平, 閻鐵生, 高建龍 申請(qǐng)人:西南交通大學(xué)