本發(fā)明涉及可變磁耦合電抗器、電源系統(tǒng)、以及使用復合磁性部件的方法。更具體地說，本發(fā)明涉及具有兩個集成電抗器元件的可變磁耦合電抗器、包括具有兩個集成電抗器元件的可變磁耦合電抗器的電源系統(tǒng)、以及使用具有兩個集成電抗器元件的復合磁性部件的方法。

背景技術：

諸如電抗器之類用于電力變換器的感應元件一般通過在磁性材料制成的磁芯上纏繞線圈而形成，這可能會增加大小。因此，已提出配置具有通過共用磁體(磁芯)形成為一體的多個感應元件的復合磁性部件。

例如，日本專利特許公開2009-59995描述了其中集成變壓器和電抗器的復合磁性部件的配置。在日本專利特許公開2009-59995描述的配置中，一次繞組和二次繞組纏繞在構成變壓器的兩個磁芯中的一者上，并且一次繞組的延長部纏繞在另一磁芯上。因而，與變壓器的一次繞組串聯(lián)連接的電抗器能夠借助上述延長部與變壓器形成為一體。

日本專利特許公開2009-284647描述了其中第一和第二電感器以及變壓器形成為一體的復合變壓器的配置。

引用列表

專利文獻

[PTL 1]日本專利特許公開2009-59995

[PTL 2]日本專利特許公開2009-284647

技術實現(xiàn)要素：

技術問題

例如，在包括兩個直流電源的電源系統(tǒng)中，存在具有兩個電抗器的電力變換器的電路配置，所述兩個電抗器分別包括在能夠以電流單獨控制的電流路徑中。在此類電路配置中，可能發(fā)生流過其中一個電抗器的電流所產(chǎn)生的磁場影響另一電抗器的現(xiàn)象。具體地說，磁耦合能夠在兩個集成電抗器元件之間產(chǎn)生這樣的磁干擾：使得被施加到其中一個電抗器上的電壓影響流過另一電抗器的電流。

在此方面，由于日本專利特許公開2009-59995的復合磁性部件涉及用于集成變壓器和單個電抗器的技術，因此，未披露集成兩個電抗器元件時針對磁干擾的措施。

日本專利特許公開2009-284647中描述的復合變壓器具有這樣的特性配置：在此配置中，構成第一和第二電抗器的第一和第二繞組以彼此分離的方式纏繞在分開的磁芯上，使得第一和第二繞組產(chǎn)生的磁通不會在磁芯中彼此干擾。也就是說，日本專利特許公開2009-284647中描述的復合變壓器被配置為，使得在一體地形成的第一和第二電感器之間不發(fā)生磁干擾。

本發(fā)明是為了解決上述問題，目標是配置利用通過共用的磁芯一體形成的兩個電抗器元件之間的磁干擾的可變磁耦合電抗器，從而實現(xiàn)電抗器大小和重量減小。

問題的解決方案

在本發(fā)明的一方面，一種可變磁耦合電抗器包括：第一繞組和第二繞組，第一電流通過其中；第三繞組，第二電流通過其中；以及磁芯，其由非線性磁性材料制成。所述第一和第二繞組串聯(lián)電連接。所述磁芯被配置為包括：第一磁腿部，其上纏繞所述第一繞組；第二磁腿部，其上纏繞所述第二繞組；第三磁腿部，其上纏繞所述第三繞組；以及第四磁腿部，其被配置為在所述第一到第三磁腿部之間形成磁路。與所述第一和第二電流的增加相對應，由所述第一和第二繞組形成的第一電抗器和由所述第三繞組形成的第二電抗器的操作狀態(tài)從非磁耦合模式改變?yōu)榇篷詈夏Ｊ?，在所述非磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在無磁干擾狀態(tài)下操作，在所述磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在磁干擾狀態(tài)下操作。

本發(fā)明的另一方面涉及一種使用復合磁性部件的方法。所述復合磁性部件包括：第一繞組和第二繞組，第一電流通過其中；第三繞組，第二電流通過其中；以及磁芯，其由非線性磁性材料制成。所述第一和第二繞組串聯(lián)電連接。所述磁芯被配置為包括：第一磁腿部，其上纏繞所述第一繞組；第二磁腿部，其上纏繞所述第二繞組；第三磁腿部，其上纏繞所述第三繞組；以及第四磁腿部，其被配置為在所述第一到第三磁腿部之間形成磁路。由所述第一和第二繞組形成的第一電抗器和由所述第三繞組形成的第二電抗器的操作狀態(tài)從非磁耦合模式改變?yōu)榇篷詈夏Ｊ?，在所述非磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在無磁干擾狀態(tài)下操作，在所述磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在磁干擾狀態(tài)下操作。

在本發(fā)明的又一方面，一種電源系統(tǒng)包括：第一直流電源；第二直流電源；電力變換器，其被配置為在所述第一和第二直流電源與第一和第二電力線之間執(zhí)行直流電力變換；以及控制裝置，其被配置為控制所述電力變換器的操作。所述電力變換器包括第一電抗器和第二電抗器，以及多個開關元件。所述第一和第二電抗器被布置為被包括在跨所述第一和第二直流電源以及所述第一和第二電力線形成的電力變換路徑中。所述多個開關元件被布置為能夠控制通過所述第一電抗器的第一電流以及通過所述第二電抗器的第二電流。所述第一和第二電抗器由單個復合磁性部件一體地形成。所述復合磁性部件被配置為包括：第一繞組和第二繞組，所述第一電流通過其中；第三繞組，所述第二電流通過其中；以及磁芯，其由非線性磁性材料制成。所述第一和第二繞組串聯(lián)電連接。所述磁芯被配置為包括：第一磁腿部，其上纏繞所述第一繞組；第二磁腿部，其上纏繞所述第二繞組；第三磁腿部，其上纏繞所述第三繞組；以及第四磁腿部，其被配置為在所述第一到第三磁腿部之間形成磁路。由所述第一和第二繞組形成的第一電抗器和由所述第三繞組形成的第二電抗器的操作狀態(tài)從非磁耦合模式改變?yōu)榇篷詈夏Ｊ?，在所述非磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在無磁干擾狀態(tài)下操作，在所述磁耦合模式下，所述第一和第二電抗器在磁干擾狀態(tài)下操作。

本發(fā)明的有利效果

本發(fā)明的主要優(yōu)點在于，經(jīng)由形成利用通過共用的磁芯一體形成的兩個電抗器元件之間的磁干擾的可變磁耦合電抗器，所述電抗器的大小和重量能夠被減小。

附圖說明

圖1是示出應用根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的可變磁耦合電抗器的電源系統(tǒng)的示例性配置的電路圖；

圖2是圖1所示的電源系統(tǒng)的典型控制框圖；

圖3是圖1所示的電源系統(tǒng)的操作波形的圖；

圖4是例示作為比較例的被配置為獨立磁性部件的兩個電抗器的配置的概念圖；

圖5示出根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的可變磁耦合電抗器的示意性外觀圖的一個實例；

圖6是用于進一步例示圖5所示的可變磁耦合電抗器的配置的概念性剖面圖；

圖7是用于例示圖6所示的每個繞組的繞組模式的一個實例的概念圖；

圖8是用于例示圖6所示的每個繞組的繞組模式的另一實例的概念圖；

圖9是根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器100的電等效電路圖；

圖10是用于例示從磁芯內的各個繞組產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念性第一剖面圖；

圖11是用于例示從磁芯內的各個繞組產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念性第二剖面圖；

圖12是用于例示磁芯的幾何參數(shù)的透視圖；

圖13是圖12所示的磁芯中的磁等效電路圖；

圖14是示出鐵磁物質的典型磁化曲線(B-H曲線)的概念圖；

圖15是示出相對于圖14所示的磁化曲線上的磁通密度變化的磁導率變化特性的概念圖；

圖16是例示電抗器電流小的區(qū)域中的磁芯的每個磁腿部的磁性操作點的概念圖；

圖17是例示電抗器電流大的區(qū)域中的磁芯的每個磁腿部的磁性操作點的概念圖；

圖18示出電抗器電壓和電抗器電流的操作波形的圖的一個實例；

圖19是例示兩個直流電源之間的電力分布控制的概念圖；

圖20是例示直流電源的輸出電力與電抗器的電感之間的關系的概念圖；

圖21是根據(jù)第一實施例的變形例的電源系統(tǒng)控制的框圖；

圖22是用于例示圖21所示的PWM控制單元的操作的波形的圖；

圖23是用于例示根據(jù)該第一實施例的變形例的載波相位控制的波形的圖；

圖24是用于例示根據(jù)該第一實施例的變形例的載波相位控制的示例性操作的波形的圖；

圖25示出用于例示應用根據(jù)該實施例的可變磁耦合電抗器的載波相位控制時的第一示例性操作的仿真波形的圖；

圖26示出用于例示應用根據(jù)該實施例的可變磁耦合電抗器的載波相位控制時的第二示例性操作的仿真波形的圖；

圖27是用于例示通過電抗器電流和電抗器電壓的極性的每個組合實現(xiàn)的可變磁耦合電抗器的操作的圖；

圖28是根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器的示意性外觀圖；

圖29是圖28所示的可變磁耦合電抗器的磁芯的外觀圖；

圖30是用于例示根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器中的每個繞組的繞組模式的示意性平面圖；

圖31是用于例示當電流流過其中一個電抗器時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖；

圖32是用于例示當電流流過另一電抗器時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖；

圖33是用于例示當電流流過兩個電抗器時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖；

圖34是示出根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)的示例性配置的電路圖；

圖35是例示圖34所示的電力變換器的并聯(lián)升壓模式下的第一直流電源的直流/直流變換(升壓操作)的第一和第二電路圖；

圖36是例示圖34所示的電力變換器的并聯(lián)升壓模式下的第二直流電源的直流/直流變換(升壓操作)的第一和第二電路圖；

圖37是示出在并聯(lián)升壓模式下用于控制電力變換器的開關元件的示例性操作的波形的圖；

圖38是例示在并聯(lián)升壓模式下用于設定每個開關元件的控制信號的邏輯運算表達式的圖；

圖39是示出在將載波相位控制應用于根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)時用于控制的示例性操作的波形的圖；

圖40是例示并聯(lián)升壓模式下通過載波相位控制實現(xiàn)的電流相位的波形的圖；

圖41是例示圖40中預定時段內的電流路徑的第一和第二電路圖；

圖42是例示串聯(lián)升壓模式下的電路操作的第一和第二電路圖；

圖43示出串聯(lián)升壓模式下的直流/直流變換(升壓操作)的電路圖；

圖44是示出在串聯(lián)升壓模式下用于控制電力變換器的開關元件的示例性操作的波形的圖；

圖45是用于例示在串聯(lián)升壓模式下用于設定每個開關元件的控制信號的邏輯運算表達式的圖；

圖46是示出在應用載波相位控制時，串聯(lián)升壓模式下的控制脈沖信號的波形的圖；

圖47是用于例示串聯(lián)升壓模式下的控制信號的設定的圖；

圖48是示出根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)中的并聯(lián)升壓模式和串聯(lián)升壓模式下的示例性操作的波形的圖；

圖49是示出被應用于根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)的多個操作模式的列表。

具體實施方式

下面參考附圖詳細描述本發(fā)明的實施例。在附圖中，相同或對應的部件由相同的參考標號表示，基本上不再重復這些部件的描述。

第一實施例

圖1是示出應用根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的復合磁性部件(可變磁耦合電抗器)的電源系統(tǒng)的示例性配置的電路圖。

參考圖1，電源系統(tǒng)5包括直流電源B1、電力變換器6、直流電源B2和電力變換器7。電源系統(tǒng)5控制從直流電源B1、B2到負荷30的電力供給。電源系統(tǒng)5使用負荷30產(chǎn)生的電力給直流電源B1、B2充電。

在本實施例中，直流電源B1和B2由諸如二次電池或電雙層電容器之類的蓄電裝置實現(xiàn)。直流電源B1例如由二次電池(諸如鋰離子二次電池或鎳金屬氫化物電池)實現(xiàn)。直流電源B2例如由具有卓越輸出特性的直流電壓源元件(諸如電雙層電容器或鋰離子電容器)實現(xiàn)。直流電源B1和B2分別與“第一直流電源”和“第二直流電源”對應。但是，也可以通過同一類型的蓄電裝置實現(xiàn)直流電源B1和B2。

電力變換器6跨直流電源B1和負荷30連接。電力變換器7跨直流電源B2和負荷30連接。將理解，在電源系統(tǒng)5中，直流電源B1和B2經(jīng)由電力變換器6和7與負荷30并聯(lián)連接。

負荷30通過操作從電力變換器6和7接收輸出電壓VH。輸出電壓VH的電壓指令值VH^*被設定在適合負荷30的操作的電壓處。電壓指令值可以根據(jù)負荷30的狀態(tài)可變地設定。負荷30可被配置為能夠通過再生發(fā)電等產(chǎn)生用于給直流電源B1和B2充電的充電電力。例如，負荷30被配置為包括用于電力驅動車輛(諸如混合動力車輛和電動車輛)的牽引電動機，以及用于控制該電動機的驅動的逆變器。

電力變換器6在直流電源B1與被連接到負荷30的電力線PL之間執(zhí)行雙向直流/直流變換。電力變換器7在直流電源B2與電力線PL之間執(zhí)行雙向直流/直流變換。

電力變換器6和7中的每一者具有所謂的升壓斬波電路配置。具體而言，電力變換器6具有電力半導體開關元件(下文也簡稱為“開關元件”)Q1、Q2和電抗器L1。開關元件Q1和Q2跨電力線PL和電力線GL串聯(lián)連接。

電抗器L1具有端子201和202。端子201被電連接到直流電源B1的正極端子。端子202被電連接到開關元件Q1和Q2之間的連接節(jié)點。因此，電抗器L1跨直流電源B1的正極端子與開關元件Q1和Q2之間的連接節(jié)點被電連接。

電力變換器7具有開關元件Q3、Q4和電抗器L2。開關元件Q3和Q4跨電力線PL和電力線GL串聯(lián)連接。電抗器L2具有端子203和204。端子203被電連接到直流電源B2的正極端子。端子204被電連接到開關元件Q3和Q3之間的連接節(jié)點。因此，電抗器L2跨直流電源B2的正極端子與開關元件Q3和Q4之間的連接節(jié)點被電連接。

在本實施例中，開關元件能夠由IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)、功率MOS(金屬氧化物半導體)晶體管、功率雙極型晶體管等實現(xiàn)。對于開關元件Q1到Q4，設置反并聯(lián)二極管D1到D4。開關元件Q1到Q4能夠響應于來自控制裝置40的控制信號SG1到SG4而被執(zhí)行接通/關斷控制。

在分別由升壓斬波電路實現(xiàn)的電力變換器6和7中，根據(jù)占空比控制直流輸出，占空比指示預定周期(開關周期)中上臂元件(Q、Q3)與下臂元件(Q2、Q4)的接通時段比率。一般而言，開關元件Q1到Q4被控制為使得上臂元件和下臂元件根據(jù)指示占空比的直流信號與具有預定頻率的載波信號之間的比較以互補的方式被接通/關斷。

升壓斬波電路中的電壓變換比(升壓比)已知通過下面的等式(1)，使用低電壓側(直流電源側)的電壓Vi、高電壓側(負荷側)的輸出電壓VH以及下臂元件的占空比DT來表示。在此，占空比DT由下臂元件的接通時段與開關時段(下臂元件的接通時段和關斷時段的總和)的比率來定義。在下臂元件的關斷時段內，上臂元件被接通。

[數(shù)1]

VH＝1/(1-DT)×Vi...(1)

控制裝置40例如由未示出的CPU(中央處理單元)和具有存儲器的電子控制單元(ECU)實現(xiàn)?？刂蒲b置40被配置為基于存儲在存儲器中的映射和程序，使用每個傳感器獲取的檢測值執(zhí)行算術處理。備選地，控制裝置40的至少一部分可被配置為通過電子電路之類的硬件執(zhí)行預定的數(shù)值和邏輯算術處理。

控制裝置40產(chǎn)生控制信號SG1到SG4，這些信號控制開關元件Q1到Q4的接通/關斷，以便控制到負荷30的輸出電壓VH。盡管圖1未示出，但是設置了檢測器(電壓傳感器、電流傳感器)以檢測直流電源B1的電壓(由V[1]表示)和電流(由I[1]表示)；直流電源B2的電壓(由V[2]表示)和電流(由I[2]表示)，以及輸出電壓VH。在電力變換器6中，電流I[1]與流過電抗器L1的電流IL1對應。類似地，在電力變換器7中，電流I[2]與流過電抗器L2的電流IL2對應。

在下文中，在給直流電源B1和B2放電時流過的電流(在電源系統(tǒng)5的電力運行操作中)應該由正值(IL1＞0，IL2＞0)表示，而在給電源B1和B2充電時流過的電流(在電源系統(tǒng)5的再生操作中)應該由負值(IL1＜0，IL2＜0)表示。

圖2是圖1所示的電源系統(tǒng)5的典型控制框圖。需要指出，圖2中的每個框圖中的功能框的功能應該通過控制裝置40執(zhí)行硬件處理和/或軟件處理來實現(xiàn)。

參考圖2，如果同時執(zhí)行電力變換器6和7的公共控制(輸出電壓VH的電壓控制)，則可能發(fā)生電路故障。因此，電力變換器6和7在直流電源B1、B2與負荷30之間執(zhí)行直流/直流變換，以使得其中一個電池作為電壓源執(zhí)行操作，另一電池作為電流源執(zhí)行操作。

在此，電力變換器6應該根據(jù)電流指令值Ii^*控制電池電流I[1]，以使得直流電源B1作為電流源執(zhí)行操作。另一方面，電力變換器7根據(jù)電壓指令值VH^*控制輸出電壓VH，以使得直流電源B2作為電壓源執(zhí)行操作。

在此，下面的等式(2)表示的關系在直流電源B1的電力P[1]、直流電源B2的電力P[2]、到負荷30的輸出電力Po，以及電流源的電力指令值Ii^*之間成立。

[數(shù)2]

P[2]＝Po-P[1]＝Po-V[1]×Ii^*...(2)

通過根據(jù)直流電源B1的電壓V[1]的檢測值設定電流指令值Ii^*，以使得P[1]^*＝V[1]x Ii^*保持恒定，能夠將構成電流源的直流電源B1的電力P[1]調節(jié)為電力指令值P[1]^*。

也可以通過作為電流源執(zhí)行操作的直流電源B2和作為電壓源執(zhí)行操作的直流電源B1執(zhí)行控制。在這種情況下，通過設定電流指令值Ii^*，以使得V[2]x Ii^*針對構成電流源的直流電源B2的電力P[2]保持恒定，能夠根據(jù)電力指令值調節(jié)直流電源B2的電力P[2]。電流控制器41控制電力變換器6的占空比，以使得直流電源B1的電流I[1]與電流指令值Ii^*對應。具體而言，當電流偏差(Ii^*-I[1])高于0時，占空比被更改，以使得下臂元件(Q2)的接通時段變長，以便增大電流I[1]。與之相反，當電流偏差(Ii^*-I[1])低于0時，占空比被更改，以使得電力變換器6的上臂元件(Q1)的接通時段變長，以便減小電流I[1]。

電壓控制器42控制電力變換器7的占空比，以使得輸出電壓VH與電壓指令值VH^*對應。當電壓偏差(VH^*-VH)高于0時，電壓控制器42更改占空比，以使得電力變換器7的下臂元件(Q4)的接通時段比率變大，以便增大輸出電壓VH。與之相反，當電壓偏差(VH^*-VH)低于0時，電壓控制器42更改占空比，以使得電力變換器7的上臂元件(Q3)的接通時段比率變大，以便減小輸出電壓VH。

通過此方式，直流電源B1的輸出由電力變換器6根據(jù)電流指令值Ii^*進行電流控制。另一方面，直流電源B2的輸出由電力變換器7根據(jù)電壓指令值VH^*進行電壓控制。與圖2所示的實例相反，還可以由電力變換器6根據(jù)電壓指令值VH^*對直流電源B1的輸出進行電壓控制，以及由電力變換器7根據(jù)電流指令值Ii^*對直流電源B2的輸出進行電流控制。

圖3示出由圖2所示的控制框控制的電源系統(tǒng)5的示例性操作波形。

參考圖3，其中示出在P[1]>0且P[2]>0成立，并且直流電源B1和B2被放電以將電力提供給負荷30的情況下的操作波形。也就是說，由Po＝P[1]+P[2]表示的輸出電力Po高于0。

由于直流電源B1的電流I[1]被電力變換器6根據(jù)電力指令值Ii^*控制為恒定，因此，直流電源B1的電力P[1]也恒定。因而，在從時間t1到時間t2的時段(在此期間，負荷30的電力在電壓指令值VH^*恒定的情況下增大)內，P[1]保持恒定，而直流電源B2的電力P[2]增大。

在從時間t2到時間t3的時段內，輸出電力Po減小，而電壓指令值VH^*增大。輸出電壓VH由電力變換器7根據(jù)電壓指令值VH^*增大。此外，電力P[1]恒定，因為電流I[1]被電力變換器6控制為恒定，而電力P[2]逐漸減小。

通過此方式，被執(zhí)行電流控制的直流電源B1的電力P[1]根據(jù)電流指令值Ii^*而被控制。另一方面，在確保輸出電壓VH的同時，直流電源B2作為緩沖器執(zhí)行操作，該緩沖器用于提供到負荷30的輸出電力Po與直流電源B1的電力P[1]之間的差值。

如上所述，在電源系統(tǒng)5中，流過電力變換器6的電抗器L1的電流IL1和流過電力變換器7的電抗器L2的電流IL2被獨立地控制。因此，電抗器L1和L2被設計為避免電流IL1導致在電抗器L2中出現(xiàn)感應電壓，或者相反地，避免電流IL2導致在電抗器L1中出現(xiàn)感應電壓，也就是說，使得電抗器L1和L2變得非磁耦合。

首先，作為一個比較例，為了可靠地避免電抗器L1與L2之間的磁耦合，將參考圖4描述其中電抗器L1和L2被形成為獨立的單獨磁性部件的情況下的配置。參考圖4，構成電抗器L1的磁性部件101由磁芯110a和纏繞在磁芯110a上的繞組120a形成。在磁芯110a中設置間隙112a。類似地，構成電抗器L2的磁性部件102由磁芯110b和纏繞在磁芯110b上的繞組120b形成。在磁芯110b中設置間隙112b。

電抗器的電感L根據(jù)下面的等式(3)，通過線圈的匝數(shù)NT、磁性材料的磁阻R，以及間隙的磁阻r表示。

[數(shù)3]

L＝NT×NT/(R+r)...(3)

已知磁阻R能夠通過磁特性(相對磁導率)、磁芯110a和11b的大小和形狀(磁路長度和截面積)被調整。磁阻r能夠通過間隙長度以及間隙112a和112b的數(shù)量被調整。

由于用于磁芯110a和110b的磁性材料具有非線性特性，因此，如果產(chǎn)生過量磁通，則由于飽和現(xiàn)象，會導致特性劣化。因此，有必要設計磁芯的有效截面積SC，以使得設計最大電流I(max)流過時的最大磁通密度B(max)不超過磁芯的飽和磁通密度。B(max)通過下面的等式(4)獲取。

[數(shù)4]

B(max)＝I(max)×N/(R+r)/SC...(4)

通過此方式，當電抗器L1和L2由單獨的磁性部件101和102形成時，能夠避免感應電壓的干擾，并且由于每個磁性部件的設計，能夠在避免磁飽和的同時獲得所需的電感。也就是說，電感的設計相對容易。另一方面，由于電抗器L1和L2的大小增加(因為需要兩個磁芯)，導致電力變換器6、7和電源系統(tǒng)5大小也可能增加。

本實施例將描述一種用于通過使用共用磁芯的復合磁性部件一體地形成電抗器L1和L2并利用電抗器之間的磁耦合來達到大小和重量縮減的機制。

圖5示出根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的可變磁耦合電抗器的示意性外觀圖的一個實例。

通過下面的描述顯而易見，在本發(fā)明的該實施例中，具有一體形成的兩個電抗器的復合磁性部件在特定使用模式下執(zhí)行操作，從而構成可變磁耦合電抗器。在下文中，復合磁性部件也被稱為可變磁耦合電抗器。在圖5中示出可變磁耦合電抗器100的透視圖。

參考圖5，根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器100包括磁芯150以及繞組121a、121b和122。繞組121a和121b串聯(lián)電連接以構成電抗器L1的線圈。繞組122構成電抗器L2的線圈。通過圖5可理解，構成電抗器L1的繞組121a和121b以及構成電抗器L2的繞組122分別纏繞在共用磁芯150的不同區(qū)域上。

圖6是用于進一步例示圖5所示的可變磁耦合電抗器100的配置的概念性剖面圖。

參考圖6，磁芯150具有磁腿部151、152、153和154。間隙161到163分別被設置在磁腿部151到153中。如上所述，間隙161到163用于調整電感。

繞組121a纏繞在磁腿部151上。繞組121b纏繞在磁腿部152上。繞組121a和121b跨端子201和202串聯(lián)電連接。因此，流過電抗器L1的電抗器電流IL1從端子201流到端子202，并且通過繞組121a和121b。隨著電抗器電流IL1的流動，從繞組121a產(chǎn)生磁場211，從繞組121b產(chǎn)生磁場212。

繞組122被纏繞在磁腿部153上。繞組122跨端子203和204電連接。因此，流過電抗器L2的電抗器電流IL2從端子203流到端子204，并且通過繞組122。隨著電抗器電流IL2的流動，通過繞組122產(chǎn)生磁場213。通過此方式，磁腿部151到153分別與磁芯150上的繞組121a、121b和122的纏繞區(qū)域對應。另一方面，磁腿部154與磁芯150上的繞組非纏繞區(qū)域對應，并且用于在纏繞繞組的磁腿部151到151之間形成磁路。

繞組121a和121b被配置為，使得當公共電抗器電流IL1流過繞組121a和121b時，繞組121a中的電流流向和繞組121b中的電流流向彼此相反。

在繞組122中，當電抗器電流IL2沿著與電抗器電流IL1相同的方向流動時(例如，IL1＞0且IL2＞0)，電流方向相同，就像在繞組121a和121b中的一者中那樣，但是在另一者中，電流方向相反。下面提供其中電流流動方向在繞組121a和121b中相同的一個實例。也就是說，繞組121a與“第一繞組”對應，繞組121b與“第二繞組”對應。繞組122與“第三繞組”對應。

圖7是用于例示圖6所示的每個繞組的繞組模式的一個實例的概念圖。圖7與圖5和6所示的可變磁耦合電抗器100的俯視圖對應。

參考圖7，電抗器電流IL在端子201與202之間流動。繞組121a和121b與引線121c串聯(lián)電連接。此時，引線121c跨繞組121a和121b連接，以使得分別由繞組121a和121b形成的線圈中的電流方向變得彼此相反。

因此，如圖7所示，通過繞組121a產(chǎn)生的磁場211具有這樣的方向：其中磁芯的上表面?zhèn)?圖6中的上側)用作N極，磁芯的下表面?zhèn)?圖6中的下側)用作S極。另一方面，通過繞組121b產(chǎn)生的磁場212具有這樣的方向：其中磁芯的上表面?zhèn)?圖6中的上側)用作S極，磁芯的下表面?zhèn)?圖6中的下側)用作N極。也就是說，隨著電抗器電流IL1的流動，分別通過繞組121a和121b產(chǎn)生的磁場211和212具有彼此相反的方向。

此外，電抗器電流IL2沿著與電抗器電流IL1相同的方向(例如，IL1>0且IL2>0)在端子203與204之間流動。從而通過繞組122產(chǎn)生磁場213。磁場213具有這樣的方向：其中磁芯的上表面?zhèn)?圖6中的上側)用作N極，磁芯的下表面?zhèn)?圖6中的下側)用作S極。也就是說，由于電抗器電流IL1和IL2沿同一方向流動，因此，通過繞組122產(chǎn)生的磁場213具有與通過繞組121a產(chǎn)生的磁場211相同的方向，但是具有與通過繞組121b產(chǎn)生的磁場212相反的方向。

圖8是用于例示圖6所示的每個繞組的繞組模式的另一實例的概念圖。

在圖8所示的實例中，端子204和引線121c的設置位置與圖7中的設置位置不同。在圖8中，當設定各個繞組121a、121b和122中的電流方向時(也就是說，磁場211到213的方向與圖7中的方向類似)，繞組121a、121b和122中的每一者的匝數(shù)做到嚴格相同。相反地，在圖7的配置中，繞組121a和121b的匝數(shù)比繞組122的匝數(shù)大四分之一匝。

圖9是根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器100的電等效電路圖。

參考圖9，跨端子201和202串聯(lián)連接的繞組121a和121b構成電抗器L1。電壓源11跨端子201和201施加電抗器電壓VL1。例如，電壓源11被配置為通過電力變換器6的開關元件Q1和Q2的接通/關斷控制來產(chǎn)生脈沖電抗器電壓VL1。具體而言，在圖1的電力變換器6中，在開關元件Q2的接通時段內，VL1＝V[1]成立(VL1>0)。另一方面，在開關元件Q2的關斷時段內(在開關元件Q1的接通時段內)，V[1]-VL1＝VH成立，然后，VL1＝V[1]-VH成立(VL1<0)。

類似地，跨端子203連接的繞組122構成電抗器L2。電壓源12跨端子203和204施加電抗器電壓VL2。例如，電壓源12被配置為通過電力變換器7的開關元件Q3和Q4的接通/關斷控制來產(chǎn)生脈沖電抗器電壓VL2。具體而言，在圖1的電力變換器7中，在開關元件Q4的接通時段內，VL2＝V[2]成立(VL2>0)。另一方面，在開關元件Q4的關斷時段內(在開關元件Q3的接通時段內)，V[2]-VL2＝VH成立，然后，VL2＝V[2]-VH成立(VL2<0)。

在此，繞組121a、121b和122纏繞在共用磁芯150上，在該磁芯中，磁腿部151到152一體地形成，如圖6所示。因此，通過繞組121a、121b和122產(chǎn)生的磁通將彼此干擾。

接下來，將參考圖10和11描述通過磁芯內的各個繞組產(chǎn)生的磁通之間的關系。

與圖6類似的概念性剖面圖在圖10和11中示出。圖10示出通過磁芯中的電抗器L1產(chǎn)生的磁通，圖11示出通過磁芯中的電抗器L2產(chǎn)生的磁通。

參考圖10，通過纏繞在磁腿部151上的繞組121a產(chǎn)生的磁場211所導致的磁通221也對磁腿部152和153產(chǎn)生作用，并且通過磁腿部154。類似地，通過纏繞在磁腿部152上的繞組121b產(chǎn)生的磁場212所導致的磁通222也對磁腿部151和153產(chǎn)生作用，并且通過磁腿部154。磁場211和212在磁芯150內形成包括磁腿部151和152的環(huán)形路線。

在磁腿部151和152中的每一者中，由磁場211和212導致的磁通221和222在相同的方向上起作用。也就是說，磁場211和212在磁腿部151和152中的每一者中相互強化。

另一方面，在磁腿部153中，由磁場211和212導致的磁通221和222在相反的方向上起作用。也就是說，磁場211和212在磁腿部153中相互弱化。

參考圖11，通過纏繞在磁腿部153上的繞組122產(chǎn)生的磁場213所導致的磁通223也對磁腿部151和152產(chǎn)生作用，并且通過磁腿部154。

總結圖10和11，在與電抗器L2對應的磁腿部153中，來自繞組121a的磁通221和來自繞組121b的磁通222相互抵消，而由繞組122導致的磁通223通過該磁腿部。也就是說，磁腿部153中的磁場的大小與通過電抗器電流IL2產(chǎn)生的磁場213對應。

另一方面，由于來自電抗器L2的磁通的干擾，與電抗器L1對應的磁腿部151和152在磁場大小方面變得不平衡。在磁腿部152中，磁場211、212和磁場213相互強化，因為磁場211和212所導致的磁通221和222與磁場213所導致的磁通223在相同的方向上(圖11)。另一方面，在磁腿部151中，磁場211、212和磁場213相互弱化，因為磁場211和212所導致的磁通221和222與磁場213所導致的磁通223在相反的方向上(圖11)。磁腿部151與“第一磁腿部”對應，并且磁腿部152與“第二磁腿部”對應。磁腿部153與“第三磁腿部”對應。

通過此方式，在本實施例的可變磁耦合電抗器100中，在上面纏繞構成電抗器L1的繞組121a和121b的磁腿部151和152中的一者中(在本實施例中為磁腿部152)，分別由電抗器電流IL1和IL2導致的磁場相互強化。另一方面，在另一磁腿部中(在本實施例中為磁腿部151)，由電抗器電流IL1和IL2導致的磁場相互抵消。通過此類互磁動作，隨著電抗器電流IL1和IL2的流動，磁腿部151和152在磁場大小方面變得不平衡。

(可變磁飽和電路的操作原理公式)

接下來，為了分析根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器100中的上述磁場相互作用，將描述可變磁耦合電抗器100的操作原理公式。

圖12是用于例示磁芯150的幾何參數(shù)的透視圖。圖13是圖12所示的磁芯150中的磁等效電路圖。

參考圖12，磁芯150例如由矩形形狀的組合形成。也就是說，高度為HG的磁腿部151到152在寬度Wx深度D的上下基底之間沿同一方向形成為柱形。磁腿部154被設置為沿著與磁腿部151到153交叉的方向延伸。磁腿部124被形成為將磁腿部151到153的一端彼此相連，以及將磁腿部151到153的另一端彼此相連。

磁腿部151到153分別具有截面積SC1到SC3。磁腿部151到153分別具有W1到W3的寬度。被設置在磁腿部151到153中的間隙161到163分別具有Lg1到Lg3的間隙長度。分別由磁腿部151到153形成的磁路251到253分別具有LN1到LN3的磁路長度。需要指出，磁腿部151和152被形成為具有相同的形狀。也就是說，Lg1＝Lg2和SC1＝SC2成立(W1＝W2)。

使用圖12所示的幾何參數(shù)值，磁腿部151到153的截面積SC1到SC3通過下面的等式(5)和(6)表示。磁路長度LN1到LN3通過下面的等式(7)和(8)表示。

[數(shù)5]

SC1＝SC2＝W1×D...(5)

SC3＝W3×D...(6

LN1＝LN2＝W+HG-Lg1...(7)

LN3＝HG-Lg3...(8)

接下來，參考圖13，在由磁腿部151形成的磁路251中，磁通Z1通過串聯(lián)連接的具有磁路長度LN1的磁阻Rma和具有間隙長度Lg1的磁阻Rga。類似地，在由磁腿部152形成的磁路252中，磁通Z2通過串聯(lián)連接的具有磁路長度LN2的磁阻Rmb和具有間隙長度Lg2的磁阻Rgb。在由磁腿部153形成的磁路253中，磁通Z3通過串聯(lián)連接的具有磁路長度LN3的磁阻Rmc和具有間隙長度Lg3的磁阻Rgc。通過圖10所示的磁場的方向可以理解，形成環(huán)路的磁通Z1和Z2在各個磁路251和252中具有彼此不同的方向。

圖13中的磁阻Rma、Rmb和Rmc通過下面的等式(9)到(11)表示。間隙部的磁阻Rga、Rgb和Rgc通過下面的等式(12)和(13)表示。

[數(shù)6]

在等式(9)到(13)中，M0指示真空中的磁導率，Mr1到Mr3分別指示磁腿部151到153(磁路251到253)中的相對磁導率。磁腿部151、152和153(磁路251、252和253)分別具有磁導率M0x Mr1、M0x Mr2和M0x Mr3。

如下面所述，相對磁導率特性依賴于磁芯150的材料的質量。當磁芯150的磁化特性具有非線性特征時，相對磁導率也根據(jù)Mr1到Mr3和磁場的大小(磁通密度)變化。另一方面，L1到L3、SC1到SC3，以及Lg1到Lg3是依賴于圖12所示的磁芯形狀的固定值。因此，磁阻Rga到Rgc可以根據(jù)磁腿部151、152和153中的磁導率M0x Mr1、M0x Mr2和M0x Mr3變化。

磁路251到253的磁阻R1到R3通過下面的等式(14)到(16)表示。為了簡化下面的描述，引入基于磁阻R1到R3的參數(shù)Rk，如等式(17)所示。

[數(shù)7]

R1＝Rma+Rga...(14)

R2＝Rmb+Rgb...(15)

R3＝Rmc+Rgc...(16)

Rk＝R1×R2+R2×R3+R3×R1...(17)

根據(jù)上面的描述，磁阻R1到R3以及參數(shù)Rk可以是取決于相對磁導率Mr1到Mr3的變量。

為了找到根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器100的電感，計算由繞組121a、12b和122導致的電感。每個電感通過每個繞組導致的自感和繞組之間的互感之和而獲得。

繞組121a、121b和122的相應自感La、Lb和Lc通過下面的等式(18)到(20)，使用等式(15)到(17)中的參數(shù)表示。在下文中，繞組121a、121b和122的匝數(shù)之和由NT1表示，繞組122的匝數(shù)由NT3表示。

[數(shù)8]

互感通過下面的等式(21)到(23)，使用等式(15)到(17)中的參數(shù)表示。繞組121a與121b之間的互感Mab和Mba通過等式(21)表示。繞組121b與122之間的互感Mbc和Mcb通過等式(22)表示。繞組122與121a之間的互感Mca和Mac通過等式(23)表示。

[數(shù)9]

再次參考圖13，感應電壓Va在磁路251中產(chǎn)生，電感電壓Vb在磁路252中產(chǎn)生，感應電壓Vc在磁路253中產(chǎn)生?；趫D10和11所示的電流的方向，感應電壓Va和Vb處于相同的方向，感應電壓Vc處于與感應電壓Va和Vb相反的方向。

磁路251和252中的感應電壓Va和Vb之和與被施加到上述電抗器L1的電壓VL平衡。類似地，磁路253中的感應電壓Vc與電抗器L2的電壓VL2平衡。

接下來，使用上述等式(18)到(20)獲得等式(24)和(25)，等式(24)和(25)作為被施加到電抗器L1、L2上的電壓Vx、Vy和流過其中的電流ix、iy的關系表達式。電壓Vx和Vy與電抗器電壓VL1和VL2對應，電流ix和iy與電抗器電流IL1和IL2對應。

[數(shù)10]

當變換等式(24)和(25)以求解電流變化率dix/dx和diy/dt時，將獲得表達式(26)和(27)。

[數(shù)11]

在此，等式(26)和(27)中使用的各個參數(shù)Lc、(Mbc-Mcb)、DET和(La+Lb+Mab)可以通過下面的等式(28)到(30)表示。

[數(shù)12]

當?shù)仁?28)到(30)被代入等式(26)和(27)時，將獲得下面的等式(32)。

[數(shù)13]

在此，為了簡化分析，假設電抗器L1和L2的繞組的匝數(shù)相同，也就是說，假設NT1＝NT3成立，等式(32)將變形為下面的等式(33)。

[數(shù)14]

根據(jù)等式(33)可以理解，當R1＝R2成立時，也就是說，當由磁腿部151和152形成的磁路251和252的磁阻R1和R2相等時，與電抗器電流IL1的電流變化率對應的dix/dt由電抗器L1的Vx決定，不受電抗器L2的電壓Vy的影響。類似地，與電抗器電流IL2的電流變化率對應的diy/dt由電抗器L2的Vy決定，不受電抗器L1的電壓Vx的影響。也就是說，電抗器L1與L2之間不發(fā)生磁耦合，并且電抗器L1和L2在無磁干擾狀態(tài)下操作(非磁耦合模式)。

另一方面，磁阻R1與R2之間出現(xiàn)差異時，R2-R1變?yōu)椴坏扔?。然后，電抗器L1的電壓Vx將影響電流變化率(diy/dt)，并且電抗器L2的電壓Vx將影響電流變化率(dix/dt)。也就是說，電抗器L1與L2之間發(fā)生磁耦合，這導致電抗器L1和L2彼此產(chǎn)生磁干擾(磁耦合模式)。因此，電抗器L1和L2的電壓-電流行為將改變。為了表示電感，在等式(24)和(25)中使用Mxy代替Mbc-Mca，等式(24)和等式(25)可以通過等式(34)表示。

[數(shù)15]

在等式(34)中，Mxy與上述磁耦合導致的互干擾項對應。也就是說，當磁耦合不發(fā)生時，Mxy＝0。此時，電抗器L1的電感與La+Lb+2x Mab對應，后者是繞組121a和12b所導致的電感的總值。電抗器L2的電感與繞組122所導致的電感Lc對應。

另一方面，當電感L1與L2之間發(fā)生由磁阻R1與R2之差導致的磁干擾時，Mxy變得不等于0，使得電抗器L1和L2的相應電感將從Mxy＝0成立時的電感(非磁耦合)發(fā)生改變。

在此，如上所述，磁阻R1和R2根據(jù)磁腿部151和152的磁導率(相對磁導率)改變。因此可以理解，當磁腿部151和152的磁導率(相對磁導率)之間產(chǎn)生差異時，磁阻R1與R2之間將出現(xiàn)差異。

而且，如參考圖10和11所述，在根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器中，由于來自電抗器L2的磁通的作用，與電抗器L1對應的磁腿部151和152在磁場大小方面變得不平衡。因此，當此類磁場不平衡導致磁導率(相對磁導率)中出現(xiàn)差異時，R1變得不等于R2，因此將發(fā)生磁耦合導致的磁干擾。

本文將參考圖14和15描述磁場、磁通密度以及磁導率之間的關系。

圖14中示出鐵磁物質的典型磁化曲線(B-H曲線)。圖14中示出從未施加任何磁場的狀態(tài)開始磁化時的磁化曲線305(所謂的初始磁化曲線)。

參考圖14，磁通密度B隨著磁場H的增強而增大。但是，當磁場H增強時，磁通密度B的增加率逐漸減小。然后，最終B-H曲線變?yōu)樗角€，也就是說，出現(xiàn)被稱為磁飽和的現(xiàn)象(其中即使磁場增強，磁通密度也不再增大)。磁飽和時的磁通密度被稱為飽和磁通密度Bsmax。

圖14所示的磁化曲線(B-H曲線)中的正切梯度與磁性物質(磁芯150)的磁導率對應。

圖15示出相對于圖14所示的磁化曲線上的磁通密度的變化的磁導率變化的特性。

參考圖15，在磁場H＜Ha成立(也就是說，磁通密度B＜Ba成立)的區(qū)域310中，磁通密度B相對于磁場H的變化幾乎線性地變化。在區(qū)域310中，磁導率M基本為恒定值。下文也將此區(qū)域稱為“線性區(qū)域310”。

另一方面，在H＞Ha成立(也就是說，B＞Ba成立)的區(qū)域中，相對于磁場H的增強的磁通密度B的增大率(即，磁導率M)落在線性區(qū)域310以下。而且，磁導率M進一步相對于磁場H的增強減小。下文也將此區(qū)域稱為“非線性區(qū)域”或“飽和區(qū)域”。如果磁通密度進一步增大，則磁導率M將進一步減小。當B＝Bsmax成立時，磁導率M將變得約等于0。具有上述特性(即，非線性區(qū)域)磁性材料一般被稱為非線性磁性材料。

另一方面，假設使用不具有此線性區(qū)域的磁性材料(線性磁性材料)，則磁導率M相對于磁通密度B的變化保持恒定，如圖15中的虛線307所示。備選地，同樣在限制性地使用磁通密度B，以使操作點保持在線性區(qū)域中的情況下，能夠在使磁導率保持恒定的情況下操作電抗器，如虛線307所示。

在電抗器電流IL1和IL2如參考圖10和11所述流動的狀態(tài)下，與電抗器L1對應的磁腿部151和152在磁場大小方面變得不平衡。具體而言，在磁腿部152中，由于電抗器電流IL1所導致的磁場和電抗器電流IL2所導致的磁場相互強化，因此，磁場增強。另一方面，在磁腿部151中，由于電抗器電流IL1所導致的磁場和電抗器電流IL2所導致的磁場相互弱化，因此，磁場減弱。

如上所述，由磁腿部151形成的磁路251的磁阻R1(等式(9)、(14))是磁導率M0xMr1的變量，由磁腿部152形成的磁路252的磁阻R2(等式(10)、(15))是磁導率M0xMr2的變量。將進一步考慮磁腿部151和152中的磁場的大小與相關的磁導率Mr1和Mr2的關系。

圖16是例示電抗器電流IL1和IL2小的區(qū)域中的磁芯的每個磁腿部的磁性操作點的概念圖。

參考圖16，其中磁場相互強化的磁腿部152的操作點302在B-H曲線上具有比磁腿部153的操作點大的磁通密度B。另一方面，其中磁場相互弱化的磁腿部151的操作點301在B-H曲線上具有比磁腿部153的操作點小的磁通密度B。如上所述，由于來自繞組121a的磁通221和來自繞組121b的磁通222在磁腿部153中相互抵消，因此，磁場的大小變得等于電抗器電流IL2所產(chǎn)生的磁場。

在電抗器電流IL1和IL2小的區(qū)域中，操作點301和302都位于圖14所示的線性區(qū)域310中。因此，在等式(9)和(10)中，Mr1＝Mr2成立。因此，在等式(14)和(15)中，R1＝R2成立。結果，對于等式(33)中的項(R2-R1)，R2-R1＝0成立。此時，由于在等式(28)中，Mbc-Mca＝0成立，因此，在等式(34)中，Mxy＝0成立。

因此，在各個磁腿部151到153的操作點301到303位于線性區(qū)域310中的狀態(tài)下，電抗器L1與L2之間不會出現(xiàn)磁耦合，因此，電抗器L1和L2能夠按照彼此無磁干擾的方式執(zhí)行操作。此時，磁腿部151到153處于在線性區(qū)域310中被磁化的狀態(tài)。也就是說，電抗器L1和L2在非磁耦合模式下操作。

這些操作點301到303受電抗器L1和L2的設計影響。具體而言，受磁芯150、繞組121a、121b、122等的設計影響。例如，如果磁腿部151和152的截面積SC1和SC2被設計為，即使在最大額定值時(即，當設計最大電流I(max)通過時)，操作點301到303也位于線性區(qū)域310中，則將使用電抗器L1和L2，同時電抗器L1和L2保持處于彼此無磁干擾的狀態(tài)。但是存在磁芯150的這種設計可能導致大小增加的問題。

因此，根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器被設計為使得電抗器L1和L2也在磁耦合模式下執(zhí)行操作。

需要指出，在下面對本說明書的描述中，最大電流I(max)不僅指電抗器L1和L2中的每一者的最大額定電流，而且還指在引入電抗器L1和L2的電源系統(tǒng)(例如，圖1所示的電源系統(tǒng)5)的最大輸出時通過電抗器L1和L2的電流。例如，當系統(tǒng)的最大允許電流由電源系統(tǒng)中除電抗器之外的元件(例如，開關元件)限定時，電抗器L1和L2能夠被設計為，即使電抗器L1和L2的電流容量存在余量，也設定電源系統(tǒng)以最大允許電流執(zhí)行操作時的電抗器電流的最大電流I(max)。也就是說，最大電流I(max)指示設計時假設的電抗器L1和L2的工作電流范圍的上限值。

圖17是例示電抗器電流大的區(qū)域中的磁芯的每個磁腿部的磁性操作點的概念圖。

參考圖17，當電抗器電流IL1和IL2增大時，與圖16相比，磁通密度B在其中磁場相互強化的磁腿部152的操作點302處變得甚至更大。另一方面，與圖16相比，其中磁場相互弱化的磁腿部152的操作點302處的磁通密度B變得甚至更小。因此，操作點302位于線性區(qū)域310中，而操作點301落在線性區(qū)域310之外，且進入飽和區(qū)域。此時，磁腿部151在線性區(qū)域中被磁化，而磁腿部152在非線性區(qū)域(飽和區(qū)域)中被磁化。

如圖5所示，當磁通密度B的增加導致操作點301落在線性區(qū)域310之外而進入飽和區(qū)域時，磁導率M(即，磁腿部的相對磁導率)減小。因此，在等式(9)和(10)中，Mr1＞Mr2成立。然后，在等式(14)和(15)中，R2＞R1成立。結果，對于等式(33)中的項(R2-R1)，R2-R1＞0成立。此時，由于在等式(28)中，Mbc-Mca＞0成立，因此，在等式(34)中，Mxy＜0成立。因此，在操作點301和302分別位于線性區(qū)域和飽和區(qū)域中的狀態(tài)下，電抗器L1與L2之間出現(xiàn)磁耦合導致的磁干擾。也就是說，電抗器L1和L2在磁耦合模式下執(zhí)行操作。

接下來，將描述發(fā)生上述磁耦合時電抗器L1和L2的電壓-電流行為。

圖18示出電抗器電壓和電抗器電流的操作波形的圖的一個實例。

參考圖18，如上所述，電抗器電壓VL1具有這樣的脈沖波形，該波形具有根據(jù)圖1所示的電力變換器6的開關元件Q1和Q2的接通/關斷的正電壓時段(VL1＞0)和負電壓時段(VL1＜0)。類似地，電抗器電壓VL2具有這樣的脈沖波形，該波形具有根據(jù)電力變換器6的開關元件Q3和Q4的接通/關斷的正電壓時段(VL2＞0)和負電壓時段(VL2＜0)。

電抗器電流IL1在VL1＞0成立的時段內增大，在VL1＜0成立的時段內減小。類似地，電抗器電流IL2在VL2＞0成立的時段內增大，在VL2＜0成立的時段內減小。

因此，根據(jù)電抗器電壓VL1和VL2的相位，將存在電抗器電流IL1的變化率(dIL1/dt)和電抗器電流IL2的變化率(dIL2/dt)具有相同符號的時段，以及它們具有不同符號的時段。

在圖18的實例中，由于從時間ta到時間tb，dIL1/dt>0且dIL2/dt>0成立，因此變化率具有相同符號。另一方面，由于從時間tb到時間tc，dIL1/dt<0且dIL2/dt>0成立，因此變化率具有不同符號。而且，由于從時間tc到時間td，dIL1/dt>0且dIL2/dt<0也成立，因此變化率具有不同符號。

在此，電抗器電流的變化率dIL1/dt和dIL2/dt分別與等式(33)和(34)中的dix/dt和diy/dt對應。如上所述，電抗器電壓VL1和VL2分別與等式(33)和(34)中的Vx和Vy對應。

再次參考等式(33)，考慮dix/dt與Vx和Vy的關系，將理解，由于R1+R2>0始終成立，因此，如果R2-R1>0成立，則Vx和Vy具有不同符號時的|dix/dt|變得小于Vx和Vy具有相同符號時的對應值。此時，電抗器電流IL1和IL2具有較小梯度。類似地，將理解，Vx和Vy具有不同符號時的|diy/dt|變得小于Vx和Vy具有相同符號時的對應值。

因此，當R2-R1>0成立的條件和Vx和Vy具有不同符號的條件重疊時，電抗器電流IL1和IL2具有較小梯度。也就是說，電抗器L1和L2的電感等效地增大，并且紋波電流的振幅減小。

另一方面，如果當R2-R1>0成立時，Vx和Vy具有相同符號，則|dix/dt|和|diy/dt|變得大于Vx和Vy具有不同符號時的對應值。

因此，在電抗器L1與L2之間發(fā)生磁耦合的狀態(tài)下，根據(jù)電抗器電壓(電流)之間的相位關系，由磁干擾導致的項(R2-R1)將在電感增加的方向或電感減小的方向上起作用。在其中控制電抗器電流IL1的電力變換器6的輸出和控制電抗器電流IL2的電力變換器7的輸出可以單獨地進行控制(如圖2的實例所示)的配置中，也就是說，在其中電抗器電流IL1和IL2可被獨立控制的配置中，電抗器電壓(電流)之間的相位關系也可被控制。因此，在其中發(fā)生磁耦合的狀態(tài)下，可以控制上述相位關系，以使得電抗器L1和L2的電感根據(jù)等式(34)中的項Mxy等效地增加。

在此方式中，根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器的特征在于電抗器L1和L2同時在電抗器L1和L2非磁耦合的狀態(tài)(操作點301到303按照圖16所示定位的狀態(tài))下以及電抗器L1和L2磁耦合的狀態(tài)(操作點301到303按照圖17所示定位的狀態(tài))下操作。

因此，不必確保截面積SC2以使得最大電流I(max)處的操作點302停留在線性區(qū)域310中。對于其中磁場彼此弱化的磁腿部151，也能夠在假設非對稱操作的情況下減小截面積SC1。此外，由于還發(fā)揮出上述等效地增加電感的效果，因此即使磁芯150的大小減小，也能夠確保必要的電感。因此，能夠實現(xiàn)用于獲得必要電感的電抗器的大小縮減。

圖19是例示兩個直流電源之間的電力分配控制的概念圖。圖20是例示從電源系統(tǒng)的輸出電流的紋波寬度變換的電感變化的的概念圖。圖19和20示出當電力從電源系統(tǒng)5輸出到負荷30時的電力分配控制，即，電力運行操作時的電力分配控制。

參考圖19，在圖1所示的電源系統(tǒng)5中，輸出電壓VH被控制到電壓指令值VH^*，同時單獨地控制電力變換器6和7，如圖2所示。因此，通過對直流電源B1和B2中的一者執(zhí)行電流控制，能夠控制直流電源B1與B2之間的電力(電源系統(tǒng)5整體輸入負荷30的電力/從電源系統(tǒng)5整體輸出到負荷30的電力)分配。

因此，當增加到負荷30的輸出電力時，電源系統(tǒng)5能夠沿著操作線OP3執(zhí)行操作，沿著該操作線，在控制直流電源B1與B2之間的分配的同時增加輸出電力。另一方面，沿著操作線OP1和OP2，電源系統(tǒng)5僅使用直流電源B1和B2中的一者執(zhí)行操作以增加輸出電力。

當電源系統(tǒng)5沿著操作線OP1和OP2操作時，電流僅流過電抗器L1和L2中的一者。由于磁場僅通過電抗器L1和L2中的一者產(chǎn)生，因此在電抗器L1與L2之間不會發(fā)生磁耦合。

參考圖20，當通過使用具有圖14所示的磁化曲線305的非線性磁性材料為磁芯150來配置電抗器時，電源系統(tǒng)5沿著操作線OP1和OP2操作時的電抗器L1和L2的電感根據(jù)特征線CL1變化。

在沿著操作線OP1和OP2的操作中，電抗器電流IL1或IL2根據(jù)來自電源系統(tǒng)5的輸出電力Po的增大而增大，同時保持電抗器L1與L2之間不發(fā)生磁耦合的狀態(tài)。與電抗器電流IL1和IL2的增大一致，磁腿部151和152(電抗器L1)中的磁通密度或磁腿部153(電抗器L2)中的磁通密度增加。

當操作點301、302或303隨著磁通密度的增加進入非線性區(qū)域時，相對磁導率Mr1、Mr2或Mr3減小。因此，磁阻R1、R2或R2增加，如參考等式(9)到(11)所述。通過等式(17)到(20)將理解，電感La、Lb和Lc隨著磁阻R1、R2或R3的增大而減小。

因此，如特征線CL1所示，電抗器L1和L2的電感根據(jù)輸出電力Po的增大而減小。但是在這種情況下，電抗器L1和L2能夠穩(wěn)定地工作，同時彼此非磁耦合。也就是說，在其中使用具有一體地形成的電抗器L1和L2的可變磁耦合電抗器的電源系統(tǒng)5中，也能夠穩(wěn)定地執(zhí)行其中電流僅流過電抗器L1和L2中的一者的操作，即，其中僅使用直流電源B1和B2中的一者的操作。

另一方面，當沿著圖19所示的操作線OP3增加輸出電力Po時，電流IL1和IL2均根據(jù)輸出電力Po的增大而增大。因此，與操作線OP1和OP2的情況不同，在電抗器L1與L2之間發(fā)生磁耦合。

如上所述，在發(fā)生磁耦合的狀態(tài)下，也就是說，在R2-R1>0在等式(33)中成立的狀態(tài)下，電感可以根據(jù)電抗器電壓(電流)的相位關系等效地增加。因此，抑制電抗器L1和L2的電感根據(jù)輸出電力Po的增加而減小，如特征線CL2所示。

因此，借助在其中電抗器L1和L2變得非磁耦合的操作區(qū)域(電抗器電流小的區(qū)域)和其中電抗器L1和L2變得磁耦合的操作區(qū)域(電抗器電流大的區(qū)域)中操作的根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器，很容易在電源系統(tǒng)5具有高輸出之時(即，當電抗器電流IL1和IL2大時)確保電感。

具體而言，能夠通過確定電抗器L1的自感的磁阻R1+R2、確定電抗器L2的自感的磁阻(R1+R2+4x R3)，以及確定電抗器L1與L2之間的互感的磁阻(R2-R1)來調整電抗器L1和L2的電感。能夠通過磁芯150的形狀和大小(截面積和間隙長度)以及繞組121a、121b和122的匝數(shù)NT1和NT3來調整這些磁阻。

需要指出，在根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器中，優(yōu)選地設計注意圖16和17所示的操作點301到303的電抗器L1和L2。特別優(yōu)選地定義考慮當上述最大電流I(max)流動時的操作點的設計參數(shù)。如上所述，最大電流I(max)指設計時推定的電抗器L1和L2的工作電流范圍的上限值。

再次參考圖17，在磁腿部152的操作點302處，由于磁場相互強化的作用，磁通密度B根據(jù)電抗器電流IL1和IL2的增大，在飽和區(qū)域中進一步增大。但是，當磁通密度增大到達到飽和磁通密度Bsmax的操作點302#時，磁通密度B將隨后基于磁性物質的遲滯特征，根據(jù)磁化曲線306而非磁化區(qū)域305變化。因此，存在電抗器L1的操作可能變得不穩(wěn)定的問題。因此，優(yōu)選地設計電抗器L1，以便對于其中磁場彼此強化的磁腿部152的操作點302，當最大電流I(max)通過時，磁通密度B不達到飽和磁通密度Bsmax。

在磁腿部151的操作點301處，由磁場相互弱化的作用，磁通密度B根據(jù)電抗器電流IL1和IL2的增大而減小。但是，存在這樣的問題：即，如果操作點301更改為操作點301#(H<0，B<0)(其中磁場H的方向反轉)，則由于磁化方向反轉，電抗器L1的操作可能變得不穩(wěn)定。因此，優(yōu)選地設計電抗器L1，以便對于其中磁場彼此弱化的磁腿部151的操作點301，當最大電流I(max)通過時，磁場H的方向(磁通密度B)不反轉。

與電抗器L2對應的磁腿部153的操作點303由通過電抗器電流IL2產(chǎn)生的磁場確定。如等式(11)和(13)所示，磁阻R3隨著依賴于磁腿部153的磁通密度B的相對磁導率Mr3而變化。如等式(33)所示，項(R2-R1)與Vx和Vy兩者累積，而R3僅與Vy累積。因此，存在項R3的變化可能影響電抗器L1與L2的操作之間的平衡的問題。因此，優(yōu)選地設計電抗器L1，以便當最大電流I(max)通過時，磁腿部153的操作點303也保持在線性區(qū)域310中。因此，在IL1和IL2小于或等于I(max)的范圍內，能夠避免磁阻R3的變化。

在根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器100中，能夠在考慮上述幾點的同時，抑制用于確保最大電流I(max)處的操作所需的電感的磁芯150的大小，繞組121a、121b和122的匝數(shù)等等。因此，能夠借助配置利用通過共享磁芯形成一體的兩個電抗器元件之間的磁干擾的可變磁耦合電抗器來實現(xiàn)電抗器的大小和重量的縮減。

<第一實施例的變形例>

如第一實施例所述，在根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器中，磁耦合時的項(R2-R1)的功能根據(jù)電抗器電壓和電流的相位關系改變。因此，在第一實施例的變形例中，將描述為了進一步增強增大電抗器值的效果而執(zhí)行的用于電抗器的電抗器電壓和電流的相位控制的電源系統(tǒng)控制。

圖21是根據(jù)第一實施例的變形例的電源系統(tǒng)控制的框圖。

參考圖21，電流控制器41具有控制器43a和PWM控制單元44a。電壓控制器42具有控制器43b和PWM控制單元44b。

控制器43a通過用于補償電流偏差DI(DI＝Io^*-I[1])的反饋控制(例如，PI控制)計算與直流電源B1對應的占空比DT1。需要指出，也可以計算占空比DT2，以進一步反映通過直流電源B1的輸出電壓V[1]與電壓指令值VH^*之間的電壓比獲得的理論升壓比。

控制器43b通過用于補償電壓偏差DV(DV＝VH^*-VH)的反饋控制(例如，PI控制)計算與直流電源B2對應的占空比DT2。需要指出，也可以計算占空比DT1，以進一步反映通過直流電源B1的輸出電壓V[1]與電壓指令值VH^*之間的電壓比獲得的理論升壓比。

載波產(chǎn)生單元45產(chǎn)生用于控制直流電源B1的載波CW1和用于控制直流電源B2的載波CW2。PWM控制單元44a通過基于占空比DT1與載波CW1之間的比較的PWM控制產(chǎn)生用于控制被施加到電抗器L1上的電壓的控制指令信號VL1^*。PWM控制單元44b通過基于占空比DT2與載波CW2之間的比較的PWM控制產(chǎn)生用于控制被施加到電抗器L2上的電壓的控制指令信號VL2^*。載波CW1和CW2具有與開關頻率相同的頻率。

控制指令信號VL1^*和VL2^*在邏輯低電平(下文簡稱為“L電平”)或邏輯高電平(下文簡稱為“H電平”)處被設定?？刂浦噶钚盘朧L1^*控制電力變換器6中的開關元件Q1和Q2的接通/關斷。具體而言，當VL1^*處于H電平時，開關元件Q2被接通。因此，電抗器電壓VL1>0成立。另一方面，當VL1^*處于L電平時，用作下臂元件的開關元件Q2被關斷(開關元件Q1被接通)。因此，電抗器電壓VL1<0成立。

類似地，控制指令信號VL2^*控制電力變換器7中的開關元件Q3和Q4的接通/關斷。具體而言，當VL2^*處于H電平時，用作下臂元件的開關元件Q4被接通以滿足VL2>0成立，而當VL2^*處于L電平時，開關元件Q2被關斷(開關元件Q1被接通)以滿足VL2<0。

圖22示出用于例示圖21所示的PWM控制單元44a和44b的操作的波形的圖。

參考圖22，直流電源B1的控制指令信號VL1^*通過基于載波CW1與占空比DT1之間的電壓比較的PWM控制產(chǎn)生。在DT1>CW1成立的時段內，控制指令信號VL1^*被設定為處于H電平，而在CW1<DT1成立的時段內，控制指令信號VL1^*被設定為處于L電平。

因此，控制指令信號VL1^*的H電平時段根據(jù)占空比DT1的增大而增大。相應地，直流電源B1的輸出根據(jù)占空比DT1的增大而增大，而直流電源B1的輸出根據(jù)占空比DT1的減小而減小。在此方式中，下臂元件(開關元件Q2)的接通時段和關斷時段之間的比率基于用于控制直流電源B1的輸出的控制指令信號VL1^*而被控制。

類似地，直流電源B2的控制指令信號VL2^*通過基于載波CW2與占空比DT2之間的電壓比較的PWM控制產(chǎn)生。在DT2>CW2成立的時段內，控制指令信號VL2^*被設定為處于H電平，而在CW2<DT2成立的時段內，控制指令信號VL2^*被設定為處于L電平。

因此，控制指令信號VL2^*的H電平時段根據(jù)占空比DT2的增大而增大。相應地，直流電源B2的輸出根據(jù)占空比DT2的增大而增大，而直流電源B2的輸出根據(jù)占空比DT2的減小而減小。在此方式中，下臂元件(開關元件Q4)的接通時段和關斷時段之間的比率基于用于控制直流電源B2的輸出的控制指令信號VL2^*而被控制。

在第一實施例的變形例中，執(zhí)行用于控制直流電源B1和B2的輸出的載波相位控制(下文也稱為“載波相位控制”)。

圖23是用于例示根據(jù)該第一實施例的變形例的載波相位控制的應用的波形的圖。

參考圖23，當應用載波相位控制時，載波產(chǎn)生單元45提供用于直流電源B1的PWM控制的載波CW1與用于直流電源B2的PWM控制的載波CW2之間的相位差Z。圖23示出Z＝180度成立的情況。

另一方面，在圖22所示的示例性操作波形中，載波CW1和CW2具有相同的頻率并且同相。換言之，在圖22中，Z＝0成立。

即使提供相位差Z，也通過基于載波CW1與占空比DT1之間的電壓比較的PWM控制產(chǎn)生控制指令信號VL1^*。類似地，通過基于載波CW2與占空比DT2之間的電壓比較的PWM控制產(chǎn)生控制指令信號VL2^*。

圖23中的占空比DT1和DT2具有與圖22中的對應占空比相同的值。因此，圖23中的控制指令信號VL1^*所具有的H電平時段的長度與圖22中的控制指令信號VL1^*的對應H電平時段長度相同，只是它們不同相。類似地，圖23中的控制指令信號VL2^*所具有的H電平時段的長度與圖22中的控制指令信號VL2^*的對應H電平時段長度相同，只是它們不同相。

通過提供載波CW1與CW2之間的相位差Z，圖23中的控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同于圖22中的控制指令信號VL1^*和VL2^*的波形。從圖22和23的比較，將理解，電抗器電壓VL1、VL2之間的相位關系以及電抗器電流IL1與IL2之間的相位關系也通過改變載波CW1與CW2之間的相位差Z進行改變。

另一方面，將理解在圖22和23中，對于相同的占空比DT1和DT2，電流IL1和IL2的平均值相等。也就是說，直流電源B1和B2的輸出通過占空比DT1和DT2而被控制，并且即使載波CW1與CW2之間的相位差Z被更改也不會受到影響。

在該第一實施例的變形例中，當可變磁耦合電抗器100在磁耦合模式下執(zhí)行操作時，等效地增加電感的效果通過載波相位控制(適當?shù)卣{整載波CW1與CW2之間的相位差Z)來增強。

在如參考圖18和等式(33)和(34)描述的電抗器L1與L2之間發(fā)生磁耦合的狀態(tài)下，可以通過以下方式等效地增加電感：即，控制電抗器電壓VL1和VL2的相位，以使得其中電抗器電流的變化率dIL1/dt和dIL2/dt具有不同符號的時段變長。具體而言，能夠使電抗器電流IL1和IL2的梯度變小以減小紋波電流。

因此，如果調整脈沖相位，以使得其中控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同邏輯電平的時段(其中控制指令信號VL1^*和VL2^*的H電平時段分別由占空比DT1和DT2定義長度)變長，則上述等效地增加電感的效果可以被進一步增強。

圖24是用于例示根據(jù)該第一實施例的變形例的載波相位控制的示例性操作的波形的圖。

參考圖24，即使控制指令信號VL1^*和VL2^*分別具有相同的H電平時段，也通過調整相位差Z來更改其中控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同邏輯電平的時段。如圖24所示，假設相位差Z＝Z^*成立，則控制指令信號VL1^*從H電平轉變到L電平的時間與控制指令信號VL2^*從L電平轉變到H電平的時間(時間tx)同相。此時，能夠最長時間地確保其中控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同邏輯電平的時段。在下文中，導致此類相位關系的相位差Z^*也被稱為最優(yōu)相位差Z^*。

在此，做出圖22所示的相位差Z＝0成立時獲得的波形與圖24所示的相位差Z＝Z^*成立時獲得的波形之間的比較。通過將圖22中的從時間t1到t2的時段和從t3到t4的時段的比率與圖24中的從時間tz到tw的時段相對于控制指令信號VL2^*的一個周期的比率相比較，將理解，其中電抗器電流的變化率dIL1/dt和dIL2/dt具有不同符號的時段能夠通過具有相同占空比DT1和DT2的PWM控制下的載波相位控制而變長。

需要指出，與圖24的實例相比，當設定相位差Z以使得控制指令信號VL1^*從L電平轉變到H電平的時間(時間ty)與控制指令信號VL2^*從H電平轉變到L電平的時間(時間tz)同相時，也能夠通過類似的方式確保其中控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同邏輯電平的時段。也就是說，可以將此時的相位差Z定義為最優(yōu)相位差Z^*。

如圖24所示，在控制指令信號VL1^*從H電平更改到L電平時，電抗器電流IL1也從增大變?yōu)闇p小。也就是說，電抗器電流IL1變?yōu)闃O大值。相反地，在控制指令信號VL1^*從L電平更改到H電平時，電抗器電流IL1也從減小變?yōu)樵龃?。也就是說，電抗器電流IL1變?yōu)闃O小值。

在此方式中，控制指令信號VL1^*和VL2^*的邏輯電平轉變的時間與電抗器電流IL1和IL2的拐點(局部極大值或局部極小值)對應。因此，當設定相位差Z＝Z^*，以使得控制指令信號VL1^*和VL2^*在邏輯電平轉變時間方面匹配，從而如上所述最長時間地確保其中控制指令信號VL1^*和VL2^*具有不同邏輯電平的時段時，電抗器電流IL1和IL2的拐點在同一時間出現(xiàn)。

從圖22到24可以理解，控制指令信號VL1^*和VL2^*的波形由占空比DT1和DT2確定。因此，將理解，最優(yōu)相位差Z^*(通過該相位差，能夠實現(xiàn)圖24所示的控制指令信號VL1^*與VL2^*以及電流相位IL1與IL2之間的關系)也根據(jù)占空比DT1和DT2變化。

因此，可以提前獲得占空比DT1、DT2與最優(yōu)相位差Z^*之間的關系，并且可以提前將對應關系存儲在控制裝置40中作為映射(下文也稱為“相位差映射”)或函數(shù)表達式(下文也稱為“相位差計算表達式”)。

被包括在可變磁耦合電抗器100中的具有控制電抗器L1和L2中的電流的功能的控制裝置40能夠參考上述相位差映射或相位差計算表達式，基于控制器43a和43b(圖21)所計算的占空比DT1和DT2設定最優(yōu)相位差Z^*。然后，載波產(chǎn)生單元45(圖21)產(chǎn)生具有相同頻率的載波CW1和CW2，以便提供已經(jīng)被設定的最優(yōu)相位差Z^*。

借助施加載波相位控制來控制通過可變磁耦合電抗器100的電抗器電流IL1和IL2以獲取上述電流相位，能夠進一步增強在電抗器L1與L2之間發(fā)生磁耦合的狀態(tài)下等效地增加電感的效果。

圖25和26均示出在根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器中應用載波相位控制時的示例性操作。由電路仿真器分析的操作波形的圖在圖25和26中示出。

電抗器L1和L2處于非磁耦合狀態(tài)時獲得的仿真波形在圖25的(a)處示出，并且電抗器L1和L2處于磁耦合狀態(tài)時獲得的仿真波形在圖25的(b)處示出。在圖25的(b)處，應用載波相位控制，以便同時獲取電抗器電流IL1的局部極小值和電抗器電流IL2的局部極大值。

需要指出，在圖25的(a)和(b)處，使用相同的電路常數(shù)定義仿真條件，以使電抗器電流IL1的平均值彼此相等，以及電抗器電流IL2的平均值彼此相等。也就是說，執(zhí)行圖25的(a)處的仿真以將Mxy設定為等于0，并且將等式(34)中的電感La、Lb和Lc以及Mab設定為具有與圖25的(b)處的對應項相同的值。

通過比較兩個圖可以理解，與圖25的(a)處所示的電抗器電流IL1的紋波分量相比，圖25的(b)處所示的電抗器電流IL1的峰間值(紋波分量)受到抑制。類似地，與圖25的(a)處所示的電抗器電流IL2的紋波分量相比，圖25的(b)處所示的電抗器電流IL2的紋波分量也受到抑制。

將理解，在圖25的(b)處，較小電流側的電抗器電流IL1的峰值抑制尤其有效。也就是說，當執(zhí)行載波相位控制，以同時獲取電抗器電流IL2的局部極大值和電抗器電流IL1的局部極小值時，電抗器電流IL的峰值抑制尤其有效。

參考圖26的(a)和(b)，圖26的(a)處示出與圖25的(a)處所示的波形相同的波形，即，電抗器L1和L2處于非磁耦合狀態(tài)時獲取的仿真波形。電抗器L1和L2處于磁耦合狀態(tài)時獲取的仿真波形在圖26的(b)處示出。在圖26的(b)處，應用載波相位控制，以便同時獲取電抗器電流IL1的局部極大值和電抗器電流IL2的局部極小值，即，以便獲得與圖25的(b)處所示的電流相位相同的電流相位。需要指出，圖26的(a)和(b)處的仿真條件與圖25的(a)和(b)處的仿真條件相同。

通過兩個圖的比較可以理解，與圖26的(a)處所示的電抗器電流IL1的紋波分量相比，圖26的(b)處所示的電抗器電流IL1的峰間值(紋波分量)受到抑制。類似地，與圖26的(a)處所示的電抗器電流IL2的紋波分量相比，圖26的(b)處所示的電抗器電流IL2的紋波分量也受到抑制。

將理解，在圖26的(b)處，較大電流側的電抗器電流IL1的峰值抑制尤其有效。也就是說，當執(zhí)行載波相位控制，以同時獲取電抗器電流IL1的局部極大值和電抗器電流IL2的局部極小值時，電抗器電流IL的峰值抑制尤其有效。

從這些仿真波形可以理解，在根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器中，通過操作電抗器L1和L2以使其進行磁耦合時，電抗器電流IL1和IL2的紋波分量能夠受到抑制，即，能夠等效地增加電感。

而且，在圖25的(b)處和圖26的(b)處，應用載波相位控制能夠增加其中電抗器電流IL1的梯度(變化率)和電抗器電流IL2的梯度(變化率)具有不同符號的時段Ta，并且能夠縮短其中電抗器電流IL1的梯度(變化率)和電抗器電流IL2的梯度(變化率)具有相同符號的時段Tb。因此，能夠增強增大可變磁耦合電抗器中的電感的效果。在等效地增加電感的作用下，能夠通過使用具有兩個電抗器L1和L2(使用共享的磁芯150一體地形成)的復合磁性部件實現(xiàn)可變磁耦合電抗器來實現(xiàn)電抗器的大小和重量縮減。

<其它電流區(qū)域中的操作>

在第一實施例及其變形例中，已經(jīng)描述了當電抗器電流IL1和IL2同時處于正區(qū)域(IL1>0，IL2>0)時的可變磁耦合電抗器的操作。在這種情況下，直流電源B1和B2均提供電力(放電)。

但是，已經(jīng)應用第一實施例及其變形例中描述的可變磁耦合電抗器的電源系統(tǒng)5還能夠在上述區(qū)域之外的電流區(qū)域中執(zhí)行操作，從而給直流電源B1和B2中的至少一者充電。也就是說，上述可變磁耦合電抗器還能夠在其中IL1<0和IL2<0成立的區(qū)域中、其中IL1>0和IL2<0成立的區(qū)域中，以及其中IL1<0和IL2>0成立的電流區(qū)域中類似地執(zhí)行操作。

圖27是用于例示通過電抗器電流和電抗器電壓的極性的每個組合實現(xiàn)的可變磁耦合電抗器的操作的圖。

參考圖27，電抗器L1和L2根據(jù)分別與電抗器電流IL1和IL2對應的電流ix和iy，以及將施加到電抗器L1和L2上的電壓Vx和Vy的極性(正/負)的組合，具有從模式1到24的24個操作模式。在圖27中，其中由電抗器電流IL1和IL2導致的磁場相互強化的磁腿部被表示為“+”，而其中磁場相互弱化的磁腿部被表示為“-”。

模式1到4是當上述IL1>0和IL2>0成立時的操作模式，如上所述，磁場在磁腿部152中相互強化，而磁場在磁腿部151中相互弱化。在這種情況下，對于等式(33)中的(R2-R1)，在非磁耦合模式下，R2-R1＝0成立，而在磁耦合模式下，(R2-R1)>0成立。也就是說，(R2-R1)大于或等于0。因此，在通過查找等式(33)的逆矩陣獲得的等式(34)中，Mxy變得小于或等于0。

在這種情況下，由于等式(33)中，(R1+R2)>0和(R1+R2+4R3)>0成立，因此Vx和Vy具有不同符號時的|dix/dt|和|diy/dt|變得小于Vx和Vy具有相同符號時的|dix/dt|和|diy/dt|。因此，在Vx和Vy具有不同符號的模式2和3中，|dix/dt|和|diy/dt|減小。另一方面，在Vx和Vy具有相同符號的模式1和4中，|dix/dt|和|diy/dt|增加。

模式13到16是IL1<0和IL2<0成立時的操作模式。在這些模式13到16中，電抗器電流IL1所導致的磁場的方向與電抗器電流IL2所導致的磁場的方向之間的相對關系與IL1>0和IL2>0成立時的相對關系類似。因此，同樣在這些操作模式下，磁場在磁腿部152中相互強化，而磁場在磁腿部151中相互弱化。

因此，在模式13到16中，(R2-R1)也大于或等于0。也就是說，在Vx和Vy具有不同符號的模式14和15中，|dix/dt|和|diy/dt|減小。另一方面，在Vx和Vy具有相同符號的模式13和16中，|dix/dt|和|diy/dt|增加。

在此方式中，當電抗器電流IL1和IL2具有相同極性(正/負)時，電抗器電流IL1和IL2的紋波電流振幅變小的要求(即，電抗器L1和L2的電感等效地增加)是Vx和Vy具有不同符號。

因此，當應用在第一實施例的變形例中描述的載波相位控制時，能夠通過控制相位差Z，以便像參考圖25和26描述的那樣同時獲取電抗器電流中的一者的局部極大值和另一電抗器電流的局部極小值來抑制電抗器電流IL1和IL2的紋波電流振幅。

另一方面，模式5到8是IL1>0和IL2<0成立時的操作模式，模式9到12是IL1<0和IL2>0成立時的操作模式。也就是說，在模式5到12中，電抗器電流IL1和IL2具有不同的極性(正/負)。

因此，在模式5到12中，電抗器電流IL1所導致的磁場的方向與電抗器電流IL2所導致的磁場的方向之間的相對關系例如與參考圖10和10描述的相對關系相反。因此，與第一實施例中的描述相反，在這些操作模式下，磁場在磁腿部151中相互強化，而磁場在磁腿部152中相互弱化。在這種情況下，對于等式(33)中的(R2-R1)，在非磁耦合模式下，R2-R1＝0成立，而在磁耦合模式下，(R2-R1)<0成立。也就是說，(R2-R1)小于或等于0。因此，在等式(34)中，Mxy大于或等于0。

在這種情況下，考慮到在等式(33)中，(R1+R2)>0和(R1+R2+4R3)>0成立，因此，Vx和Vy具有相同符號時的|dix/dt|和|diy/dt|變得小于Vx和Vy具有不同符號時的|dix/dt|和|diy/dt|。因此，在Vx和Vy具有相同符號的模式5、8、9和12中，|dix/dt|和|diy/dt|減小。另一方面，在Vx和Vy具有不同符號的模式6、7、10和11中，|dix/dt|和|diy/dt|增大。

因此，當電抗器電流IL1和IL2具有不同極性(正/負)時，電抗器電流IL1和IL2的紋波電流振幅變小的要求(即，電抗器L1和L2的電感等效地增加)是Vx和Vy具有相同符號。

需要指出，當在模式5到12中應用第一實施例的變形例中描述的載波相位控制時，抑制電抗器電流IL1和IL2的紋波分量的條件與參考圖25和26的描述不同。具體而言，能夠通過控制相位差Z，以便同時獲取電抗器電流中的一者的局部極大值和另一電抗器電流的局部極大值，或者以便同時獲取電抗器電流中的一者的局部極小值和另一電抗器電流的局部極小值來抑制電抗器電流IL1和IL2的紋波分量。

在此方式中，即使電抗器電力IL1和IL2在根據(jù)該第一實施例的可變磁耦合電抗器中發(fā)生電流方向變化，電抗器L1和L2也能夠同時在上述非磁耦合模式和磁耦合模式下執(zhí)行操作。然后，電流紋波分量能夠根據(jù)被施加到電抗器L1和L2上的電壓Vx和Vy的極性的組合而減少或增加。

而且，如果通過應用根據(jù)第一實施例的變形例的載波相位控制同時獲得電抗器電流IL1和IL2的拐點，則還可以控制電流紋波的增加或減少。具體地說，用于減少電流紋波的最優(yōu)相位差在電抗器電流IL1和IL2具有相同極性(正/負)的情況與它們具有不同極性的情況之間不同。

第二實施例

在第二實施例中，將描述可變磁耦合電抗器的配置的變形例。也就是說，根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器能夠以類似于根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器的方式執(zhí)行操作。

圖28是根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器100#的示意性外觀透視圖。

參考圖28，根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器100#包括磁芯150#，以及繞組121a#、121b#和122#。繞組121a#和121b#以類似于繞組121a和121b的方式串聯(lián)電連接以構成電抗器L1的線圈。繞組122#構成電抗器L2的線圈。另外在可變磁耦合電抗器100#中，構成電抗器L1的繞組121a#和121b#以及構成電抗器L2的繞組122#將分別纏繞在共用磁芯150#的不同區(qū)域上。

圖29是示出圖28所示的可變磁耦合電抗器100#的磁芯150#的外觀的平面圖。

參考圖29，磁芯150#具有環(huán)形外形部(outline portion)和從該外形部朝著環(huán)的中心延伸的磁腿部151#到153#。磁腿部151#到153#在環(huán)的中心部形成一體。也就是說，在磁芯150#中，類似于可變磁耦合電抗器100的磁腿部154的磁腿部154#包括外形部和中心部。磁腿部151#到153#具備間隙161#到163#。

磁腿部151#到153#與磁芯150#上的繞組121a#、121b#和122#的纏繞區(qū)域對應。另一方面，磁腿部154#與磁芯150#上的繞組非纏繞區(qū)域對應，并且用于形成上面纏繞繞組的磁腿部151#到153#之間的磁路。

圖30是用于例示根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器中的每個繞組的繞組模式的示意性平面圖。

參考圖30，電抗器電流IL1跨端子201#和202#流動。繞組121a#和121b#與引線121c#串聯(lián)電連接。與第一實施例類似，圖30示出IL1>0和IL2>0成立時的電流方向。

隨著電抗器電流IL1流過繞組121a#和121b#，從繞組121a#產(chǎn)生磁場211#，以及從繞組121b#產(chǎn)生磁場212#。結果，磁場211#具有其中環(huán)的中心側用作N極，環(huán)的徑向外側用作S極的方向。另一方面，磁場212#具有其中環(huán)的徑向外側用作S極，環(huán)的中心側用作N極的方向。也就是說，與圖6所示的磁場211和212類似，隨著電抗器電流IL1的流動，分別通過繞組121a#和121b#產(chǎn)生的磁場211#和212#彼此具有相反的方向，并且形成包括磁芯150#內的磁腿部151#和152#的環(huán)形路線。引線121c#連接繞組121a#和121b#以便實現(xiàn)這種磁場方向。

此外，電抗器電流IL2跨端子203#和204#流動(在圖30中，IL1>0，IL2>0)。因此，從繞組121a#產(chǎn)生磁場213#。磁場213#具有其中環(huán)的中心側用作N極，環(huán)的徑向外側用作S極的方向。也就是說，由于電抗器電流IL1和IL2沿同一方向流動，因此，通過繞組122#產(chǎn)生的磁場213#與通過繞組121a#產(chǎn)生的磁場211#處于相同的方向，但與通過繞組121b#產(chǎn)生的磁場212#出于相反的方向

圖31是用于例示當電流流過電抗器L1時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖。

參考圖31，通過纏繞在磁腿部151#上的繞組121a#產(chǎn)生的磁場211#(圖30)所導致的磁通221#也作用于通過包括磁腿部154#的磁路的磁腿部152#和153#。類似地，通過纏繞在磁腿部152#上的繞組121b#產(chǎn)生的磁場212#(圖30)所導致的磁通222#也作用于通過包括磁腿部154#的磁路的磁腿部151#和153#。

在磁腿部151#和152#中的每一者中，由磁場211#和212#導致的磁通221#和222#在相同的方向上起作用。也就是說，磁場211#和212#在磁腿部151#和152#中的每一者中相互強化。

另一方面，在磁腿部153#中，由磁場211#和212#導致的磁通221#和222#在相反的方向上起作用。也就是說，磁場211#和212#在磁腿部153#中相互弱化。

圖32是用于例示當電流流過電抗器L2時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖。

參考圖32，通過纏繞在磁腿部153#上的繞組122#產(chǎn)生的磁場213#(圖30)所導致的磁通223#也作用于通過磁腿部154#的磁腿部151#和152#。

圖33是用于例示當電流流過兩個電抗器L1和L2時產(chǎn)生的磁通之間的關系的概念圖。

參考圖33，在與電抗器L2對應的磁腿部153#中，由于繞組121a#導致的磁通221#和繞組121b#導致的磁通222#如圖31所示相互抵消，因此，繞組122#導致的磁通223#通過磁腿部153#。也就是說，磁腿部153#中的磁場的大小與通過電抗器電流IL2產(chǎn)生的磁場213#對應。

另一方面，由于電抗器L2導致的磁通的干擾，與電抗器L1對應的磁腿部151#和152#在磁場大小方面變得不平衡。具體而言，磁場211#和212#導致的磁通221#和222#與磁場213#導致的磁通223#(圖30)處于相同的方向。因此，磁場211#、212#和磁場213#在磁腿部152#中彼此強化。

另一方面，在磁腿部152#中，磁場211#、212#和磁場213#彼此弱化，因為磁場211#和212#導致的磁通221#和222#(圖30)與磁場213#導致的磁通223#(圖30)處于相反的方向。

在此方式中，隨著可變磁耦合電抗器100#中的電抗器電流IL1和IL2的流動的磁腿部151#到153#中的磁行為與根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器100的磁腿部151到153中的磁行為類似。也就是說，在根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器100#中，磁腿部151#與“第一磁腿部”對應，磁腿部152#與“第二磁腿部”對應。磁腿部153#與“第三磁腿部”對應。

在此方式中，與根據(jù)第一實施例的可變磁耦合電抗器100類似，在根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器100#中，電抗器L1和L2能夠根據(jù)電抗器電流IL1和IL2，在非磁耦合模式和磁耦合模式兩者下操作。由于根據(jù)電抗器電流IL1和IL2的組合以及被施加到電抗器上的Vx和Vy的極性(正/負)的電抗器L1和L2的操作，具體地說用于減少或增大電流紋波分量的條件也與第一實施例的條件類似，因此不再重復詳細的描述。而且，還可以將根據(jù)第一實施例的變形例的載波相位控制應用到根據(jù)第二實施例的可變磁耦合電抗器100#。在這種情況下，由于用于減少或增大電流紋波分量的條件也與第一實施例中描述的條件類似，因此不再重復詳細的描述。

第三實施例

在第三實施例中，將描述應用第一實施例中描述的可變磁耦合電抗器100的電源系統(tǒng)的另一示例性配置。

圖34是示出根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的電源系統(tǒng)5c的配置的電路圖。

參考圖34，根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c包括直流電源B1、B2、電力變換器50和控制裝置40。與圖1所示的電源系統(tǒng)5相比，根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c配備電力變換器50替代電力變換器6和7。電力變換器50跨直流電源B1、B2和負荷30連接。電力變換器50根據(jù)電壓指令值VH^*控制與負荷30相連的電力線PL上的直流電壓(輸出電壓VH)。

電力變換器50包括開關元件S1到S4，以及電抗器L1和L2。對于開關元件S1到S4，分別設置反并聯(lián)二極管D1到D4。響應于來自控制裝置40的控制信號SG1到SG4而控制開關元件S1到S4的接通/關斷。

開關元件S1跨較高電壓側的電力線PL和節(jié)點N1被電連接。開關元件2跨節(jié)點N1和N2被電連接。開關元件S3跨節(jié)點N2和N3被電連接。開關元件S4跨節(jié)點N3和低電力側的電力線GL被電連接。電力線GL被電連接到負荷30和直流電源B1的負極端子。

電抗器L1跨節(jié)點N2和與直流電源B1串聯(lián)連接的電力線GL1被電連接。電抗器L2跨節(jié)點N1和與直流電源B2串聯(lián)連接的N3被電連接。在圖34的示例性配置中，電抗器L2的端子203被電連接到直流電源B2的正極端子。電抗器L2的端子204被電連接到節(jié)點N1。因此，電抗器L2跨節(jié)點N1和與直流電源B2串聯(lián)連接的N3被電連接。

在包括電力變換器50的電源系統(tǒng)5c中，電抗器L1和L2由根據(jù)第一或第二實施例的可變磁耦合電抗器100或100#實現(xiàn)，這兩個電抗器都是使用一體化磁芯的復合磁元件。

而且，在圖34的實例中，電抗器L1的端子201被電連接到直流電源B1的正極端子。電抗器L1的端子202被電連接到節(jié)點N2。相應地，電抗器L1跨節(jié)點N2和與直流電源B1串聯(lián)的電力線GL被電連接。

通過圖24可以理解，電力變換器50被配置為包括與直流電源B1和B2中的每一者對應的升壓斬波電路。具體而言，對于直流電源B1，設置電流雙向第一升壓斬波電路，其具有由開關元件S1、S2形成的上臂元件和由開關元件S3、S4形成的下臂元件。

類似地，對于直流電源B2，設置電流雙向第二升壓斬波電路，其具有由開關元件S1、S4形成的上臂元件和由開關元件S2、S3形成的下臂元件。開關元件S1到S4被同時包括在第一電力變換路徑(位于電源B1與第一升壓斬波電路形成的電力線PL、GL之間)和第二電力變換路徑(位于直流電源B2與第二升壓斬波電路形成的電力線PL、GL之間)中。此外，電抗器L1和L2分別被包括在第一和第二電力變換路徑中。

如將在下面詳細地描述的，電力變換器50被配置為可在其中直流電源B1和B2與負荷30并聯(lián)連接以執(zhí)行直流/直流變換的模式(下文也稱為“并聯(lián)升壓(增壓)模式”)與其中直流電源B1和B2與負荷30串聯(lián)連接以執(zhí)行直流/直流變換的模式(下文也稱為“串聯(lián)升壓(增壓)模式”)之間切換。具體而言，電力變換器50能夠在通過控制開關元件S1到S4而執(zhí)行并聯(lián)升壓模式與串聯(lián)升壓模式之間的切換的同時執(zhí)行操作。

(并聯(lián)升壓模式下的電路操作)

將描述電力變換器50的并聯(lián)升壓模式的電路操作。

圖35示出并聯(lián)升壓模式下的直流電源B1的直流/直流變換(升壓操作)。

參考圖35的(a)，通過接通一對開關元件S3和S4，以及關斷一對開關元件S1和S2，形成用于將能量存儲在電抗器L1中的電流路徑350。因此獲得其中升壓斬波電路的下臂元件被接通的狀態(tài)。

與之相反，參考圖35的(b)，通過關斷一對開關元件S3和S4以及接通一對開關元件S1和S2，形成用于輸出存儲在電抗器L1中的能量以及直流電源B1的能量的電流路徑351。因此獲得其中升壓斬波電路的上臂元件被接通的狀態(tài)。

通過交替地重復其中一對開關元件S3和S4被接通并且開關元件S1和S2中的至少一者被關斷的第一時段，和其中一對開關元件S1和S2被接通并且開關元件S3和S4中的至少一者被關斷的第二時段，交替地形成圖35的(a)處所示的電流路徑350和圖35的(b)處所示的電流路徑351。

因此，針對直流電源B1形成其中一對開關元件S1和S2等效地用作上臂元件，一對開關元件S3和S4等效地用作下臂元件的升壓斬波電路。在圖35所示的直流/直流變換操作中，不存在到直流電源B2的電流循環(huán)路徑，因此，直流電源B1和B2不會彼此干擾。具體而言，可以單獨地控制被輸入直流電源B1和B2的電力/從直流電源B1和B2輸出的電力。

在此類直流/直流變換中，下面的等式(35)表示的關系在直流電源B1的電壓V[1]與電力線PL的輸出電壓VH之間成立。在等式(35)中，Da表示其中一對開關元件S3和S4被接通的第一時段的占空比。

[數(shù)16]

Vo＝1/(1-Da)×V[1]...(35)

圖36示出并聯(lián)升壓模式下的直流電源B2的直流/直流變換(升壓操作)。

參考圖36的(a)，通過接通一對開關元件S2和S3，以及關斷一對開關元件S1和S4，形成用于將能量存儲在電抗器L2中的電流路徑360。因此獲得其中升壓斬波電路的下臂元件被接通的狀態(tài)。

與之相反，參考圖36的(b)，通過關斷一對開關元件S2和S3，以及接通一對開關元件S1和S4，形成用于輸出存儲在電抗器L2中的能量以及直流電源B2的能量的電流路徑361。因此獲得其中升壓斬波電路的上臂元件被接通的狀態(tài)。

通過交替地重復其中一對開關元件S2和S3被接通并且開關元件S1和S4中的至少一者被關斷的第一時段，和其中一對開關元件S1和S4被接通并且開關元件S2和S3中的至少一者被關斷的第二時段，交替地形成圖36的(a)處所示的電流路徑360和圖36的(b)處所示的電流路徑361。

因此，針對直流電源B2形成其中一對開關元件S1和S4等效地用作上臂元件，一對開關元件S2和S3等效地用作下臂元件的升壓斬波電路。在圖36所示的直流/直流變換操作中，不存在包括直流電源B1的電流路徑，因此，直流電源B1和B2不會彼此干擾。

在此類直流/直流變換中，下面的等式(36)表示的關系在直流電源B2的電壓V[2]與電力線PL的輸出電壓VH之間成立。在等式(36)中，Db表示其中一對開關元件S2和S3被接通的第一時段的占空比。

[數(shù)17]

Vo＝1/(1-Db)×V[2]...(36)

如上所述，與第一實施例類似，流過電抗器L1的電流和流過電抗器L2的電流在電力變換器50的并聯(lián)連接模式下單獨地被控制。因此，能夠單獨地控制輸入直流電源B1和B2/從直流電源B1和B2輸出的電力。

用于控制直流電源B1的輸出的占空比Da和用于控制直流電源B2的輸出的占空比Db例如能夠通過等同于圖2或21的控制配置的控制配置獲得。也就是說，能夠按照與第一實施例及其變形例中的占空比DT1類似的方法計算占空比Da，也能夠按照與第一實施例及其變形例中的占空比DT2類似的方法計算占空比Db。

圖37是示出在并聯(lián)升壓模式下用于控制開關元件的示例性操作的波形的圖。圖37示出用于直流電源B1的PWM控制的載波CWa和用于直流電源B2的PWM控制的載波CWb具有相同頻率并且同相時的一個實例。

參考圖37，與第一實施例的電源系統(tǒng)5類似，在并聯(lián)升壓模式下，例如可以對直流電源B1和B2中的一者的輸出進行電壓控制，對直流電源B1和B2中的另一者的輸出進行電流控制。如上所述，用于電流控制的指令值能夠被設定為控制相關直流電源的輸出電力，如等式(2)的實例那樣。

控制脈沖信號SD1基于占空比Da與載波CWa之間的電壓比較產(chǎn)生。類似地，控制脈沖信號SD2基于占空比Db與載波CWb之間的電壓比較產(chǎn)生?？刂泼}沖信號/SD1和/SD2是控制脈沖信號SD1和SD2的逆信號?？刂泼}沖信號SD1和SD2等同于第一實施例中的控制指令信號VL1^*和VL2^*。

如圖38所示，控制信號SG1到SG4基于控制脈沖信號SD1(/SD1)與SD2(/SD2)之間的邏輯運算而被設定。

開關元件S1形成圖35和36所示的升壓斬波電路中的每一者中的上臂元件。因此，控制開關元件S1的接通/關斷的控制信號SG1通過控制脈沖信號/SDa和/SDb的邏輯和產(chǎn)生。因此，開關元件S1的接通/關斷被控制，以實現(xiàn)圖35的升壓斬波電路的上臂元件(直流電源B1)和圖36的升壓斬波電路的上臂元件(直流電源B2)兩者的功能。

開關元件S2形成圖35的升壓斬波電路中的上臂元件，以及形成36的升壓斬波電路中的下臂元件。因此，控制開關元件S2的接通/關斷的控制信號SG2根據(jù)控制脈沖信號/SD1和/SD2的邏輯和產(chǎn)生。因此，開關元件S2的接通/關斷被控制，以實現(xiàn)圖35的升壓斬波電路的上臂元件(直流電源B1)和圖36的升壓斬波電路的下臂元件(直流電源B2)兩者的功能。

類似地，用于開關元件S3的控制信號SG3根據(jù)控制脈沖信號SD1和SD2的邏輯和產(chǎn)生。因此，開關元件S3的接通/關斷被控制，以實現(xiàn)圖35的升壓斬波電路的下臂元件(直流電源B1)和圖36的升壓斬波電路的下臂元件(直流電源B2)兩者的功能。

進一步地，用于開關元件S4的控制信號SG4根據(jù)控制脈沖信號SD1和/SD2的邏輯和產(chǎn)生。因此，開關元件S4的接通/關斷被控制，以實現(xiàn)圖35的升壓斬波電路的下臂元件(直流電源B1)和圖36的升壓斬波電路的上臂元件(直流電源B2)兩者的功能。

因此，可以在直流電源B1、B2與電力線PL、GL(負荷30)之間并行地執(zhí)行根據(jù)占空比Da和Db的直流/直流變換。

再次參考圖37，控制信號SG1到SG4根據(jù)圖38所示的邏輯運算表達式，基于控制脈沖信號SD1(/SD1)與SD2(/SD2)產(chǎn)生。通過基于控制信號SG1到SG4接通/關斷開關元件S1到S4，控制流過電抗器L1的電流IL1和流過電抗器L2的電流IL2。另外在圖34的電路配置中，電流IL1與直流電源B1的電流I[1]對應，電流IL2與直流電源B2的電流I[2]對應。

通過此方式，在電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)的并聯(lián)升壓模式下，與圖1所示的電源系統(tǒng)5(電力變換器6和7)類似，當在直流電源B1、B2與電力線PL、GL(負荷30)之間并行地執(zhí)行直流/直流變換時，輸出電壓VH能夠被控制為電壓指令值VH^*。而且，與第一實施例中描述的電源系統(tǒng)5類似，通過對直流電源B1和B2中的一者執(zhí)行電流控制，能夠控制直流電源B1與B2之間的電力(被電源系統(tǒng)5整體地輸入負荷30/被電源系統(tǒng)5整體地從負荷30輸出)的分配。

因此，在根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c的電力變換器50中使用的電抗器L1和L2也能夠由根據(jù)第一或第二實施例的可變磁耦合電抗器實現(xiàn)。因此，通過將根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器應用到電力變換器50(電源系統(tǒng)5c)，能夠實現(xiàn)電抗器的大小和重量的縮減。由于磁行為、操作模式和等效地增加可變磁耦合電抗器的電感的效果與第一實施例中描述的情況類似，因此不再重復詳細的描述。

(并聯(lián)升壓模式下的載波相位控制)

第一實施例的變形例中描述的載波相位控制也能夠應用到電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)。

圖39是示出將載波相位控制應用到根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)時的用于控制的示例性操作的波形的圖。

參考圖39，盡管載波CWa和CWb具有相同頻率，但是與圖37類似，借助載波相位控制在這兩者之間設置相位差Z。在圖39的實例中，相位差Z＝180度。

在圖37和39中，占空比Da和Db分別具有相同值。因此，在圖37和39中，控制脈沖信號SD1和SD2分別具有長度相同的H電平時段，但是它們具有不同的相位。另一方面，在圖37和39中，控制信號SG1到SG4具有不同的波形。

因此，當通過載波相位控制設置相位差Z時，在電流相位變化的同時，電抗器電流IL1和IL2對于相同的占空比Da和Db具有相等的平均值。

通過按照與第一實施例的變形例類似的方式控制電抗器電流IL1和IL2的相位，能夠增強可變磁耦合電抗器的電感增大效果。此外，在根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)中，也能夠通過載波相位控制減少開關元件的電力損耗。

在下文中，作為一個典型實例，將描述其中直流電源B1和B1均處于電力運行狀態(tài)的狀態(tài)下(即，電抗器電流IL1和IL2處于其中IL1>0和電流IL2>0成立的狀態(tài))的控制。

圖40是例示在電力變換器50的并聯(lián)升壓模式下通過載波相位控制實現(xiàn)的電流相位的波形的圖。

參考圖40，由于開關元件S2到S4在時間te之前處于接通狀態(tài)，因此，升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B1和B2處于接通狀態(tài)。因此，電抗器電流IL1和IL2均增大。

在時間te處，開關元件S2被關斷，以便升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B2被關斷。因此，電抗器電流IL2開始減小。在關斷開關元件S2的同時，開關元件S1被接通。

在時間te之后，升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B1被接通，并且升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B2被關斷。也就是說，電抗器電流IL1增大，同時電抗器電流IL2減小。此時，電力變換器50中的電流路徑如圖41的(a)處所示。

通過圖41的(a)可以理解，在時間te之后，電抗器電流IL與L2之間的差電流(difference current)將流過開關元件S4。也就是說，流過開關元件S4的電流減小。

再次參考圖40，當開關元件S4從時間te之后的狀態(tài)被關斷時，升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B1被關斷。因此，電抗器電流IL1開始減小。當開關元件S2被接通時，升壓斬波電路的下臂元件針對直流電源B2被接通。因此，電抗器電流IL2開始再次增大。也就是說，電力變換器50中的電流路徑從圖41的(a)處的狀態(tài)更改為圖41的(b)處的狀態(tài)。在圖41的(b)處的狀態(tài)下，電抗器電流IL1與IL2之間的差電流流過開關元件S2，這意味著流過開關元件S2的電流減小。

通過關斷圖41的(a)處的狀態(tài)下的開關元件S4，開關元件S4的關斷時的電流(即，開關損耗)能夠減少。通過關斷圖41的(b)處的狀態(tài)下的開關元件S2，開關元件S2的接通時的電流(即，開關損耗)能夠減少。

因此，調整電流相位(即，載波CWa與CWb之間的相位差Z)，以使得電抗器電流IL1的減小開始時間(局部極大值)和電抗器電流IL2的增大時間(局部極小值)彼此重合。因此，在圖40的時間tf處，開關元件S2被接通，并且開關元件S4被關斷。

在時間tf處，開關元件S1被關斷，開關元件S4被接通。相應地，對于直流電源B1和B2中的每一者，升壓斬波電路的下臂元件被接通。因此，上述時間te之前的狀態(tài)被再現(xiàn)，并且電抗器電流IL1和IL2均增大。

在此方式中，在根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)中，通過應用類似于第一實施例的變形例的載波相位控制，可以增強增大可變磁耦合電抗器的電感的效果，以及減少開關元件中的電力損耗。需要指出，在載波相位控制中，與第一實施例的變形例類似，優(yōu)選地設定最優(yōu)相位差Z^*，以便同時獲得電抗器電流IL1的拐點(局部極小值或局部極大值)和電抗器電流IL2的拐點(局部極大值或局部極小值)。

(串聯(lián)升壓模式下的電路操作)

根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)也能夠通過修改開關元件S1到S4的開關模式，在串聯(lián)升壓模式下操作。

圖42是例示串聯(lián)升壓模式下的電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)的電路操作的電路圖。

如圖42的(a)處所示，開關元件S3固定在接通狀態(tài)，以便直流電源B1和B2能夠與電力線PL和GL串聯(lián)連接。此時的等效電路如圖42的(b)處所示。

參考圖42的(b)，在串聯(lián)升壓模式下，在串聯(lián)連接的直流電源B1、B2和電力線PL、GL之間，通過共同控制開關元件S2和S4的接通/關斷，能夠交替地形成升壓斬波電路的下臂元件的接通時段和關斷時段。需要指出，在開關元件S2和S4的關斷時段，開關元件S1被接通，從而作為用于控制來自負荷30的再生的開關執(zhí)行操作。進一步地，通過固定在接通狀態(tài)的開關元件S3，等效地形成連接電抗器L1與開關元件S4的線15。

接下來參考圖43，將描述串聯(lián)升壓模式下的直流/直流變換(升壓操作)。

參考圖43的(a)，開關元件S3固定在接通狀態(tài)，以便串聯(lián)連接直流電源B1和B2，一對開關元件S2和S4被接通，并且開關元件S1被關斷。這樣形成用于將能量存儲在電抗器L1和L2中的電流路徑370和371。因此，對于串聯(lián)連接的直流電源B1和B2，獲取其中升壓斬波電路的下臂元件被接通的狀態(tài)。

與之相比，參考圖43的(b)，當開關元件S3被固定在接通狀態(tài)時，一對開關元件S2和S4被關斷，開關元件S1被接通，這與圖43的(a)相反。這樣形成電流路徑372。借助電流路徑372，來自串聯(lián)連接的直流電源B1和B2的能量之和以及存儲在電抗器L1和L2中的能量被輸出到電力線PL和GL。因此，對于串聯(lián)連接的直流電源B1和B2，獲取其中升壓斬波電路的上臂元件被接通的狀態(tài)。

當開關元件S3固定在接通狀態(tài)時，通過交替地重復其中一對開關元件S2和S4被接通并且開關元件S1被關斷的第一時段，和其中開關元件S1被接通并且開關元件S2和S4被關斷的第二時段，交替地形成圖43的(a)的電流路徑370和371以及圖43的(b)的電流路徑372。

在串聯(lián)升壓模式下的直流/直流變換中，下面的等式(37)表示的關系在直流電源B1的電壓V[1]、直流電源B2的電壓V[2]以及輸出電壓VH之間成立。在等式(37)中，Dc表示其中一對開關元件S2和S4被接通的第一時段的占空比。

[數(shù)18]

VH＝1/(1-Dc)×(V[1]+V[2])...(37)

但是需要指出，如果V[1]和V[2]不同，或者如果電抗器L1和L2具有不同的電感，則電抗器L1和L2在圖43的(a)處所示的操作結束時開始具有不同的電流值。因此，緊接在轉變?yōu)閳D43的(b)處所示的操作之后，如果電抗器L1的電流較大，則差電流流過電流路徑373。如果電抗器L2的電流較大，則差電流流過電流路徑374。

圖44是示出在串聯(lián)升壓模式下用于控制電力變換器的開關元件的示例性操作的波形的圖。

在串聯(lián)升壓模式下，計算等式(37)的占空比Dc，以補償輸出電壓VH的電壓偏差DVH(DVH＝VH^*-VH)。然后，基于載波CW與占空比Dc之間的電壓比較產(chǎn)生控制脈沖信號SD3。控制脈沖信號/SD3是控制脈沖信號SD3的逆信號。在串聯(lián)升壓模式下，直流電壓(V[1]+V[2])與輸出電壓VH之間的直流/直流變換由圖43所示的升壓斬波電路執(zhí)行。

如圖45所示，控制信號SG1到SG4能夠基于控制脈沖信號SD3(/SD3)的邏輯運算而被設定。

控制脈沖信號SD3被定義為用于構成升壓斬波電路的下臂元件的一對開關元件S2和S4的控制信號SG2和SG4。類似地，用于構成升壓斬波電路的上臂元件的開關元件S1的控制信號SG1通過控制脈沖信號/SD3獲得。因此，交替地提供其中構成下臂元件的一對開關元件S2和S4被接通的時段和其中構成上臂元件的開關元件S1被接通的時段。

在串聯(lián)升壓模式下，在電力線PL和GL(負荷30)與串聯(lián)連接的直流電源B1和B2之間執(zhí)行雙向直流/直流變換。因此，直流電源B1的輸出電力P[1]和直流電源B2的輸出電力P[2]不能被直接控制。也就是說，根據(jù)下面的等式(38)，直流電源B1的輸出電力P[1]與直流電源B2的輸出電力P[2]之間的比率由電壓V[1]與V[2]之間的比率自動確定。

[數(shù)19]

P[1]∶P[2]＝V[1]∶V[2]...(38)

由于在串聯(lián)升壓模式下，升壓比(VH/(V[1]+V[2]))受到抑制，因此，能夠抑制相對于相同輸出電力的電抗器電流IL1和IL2。而且，由于電抗器電流IL1和IL2的變化梯度通過串聯(lián)連接電抗器L1和L2來抑制，因此，紋波寬度變小。相應地，能夠減少在磁芯150中發(fā)生的電抗器L1和L2的鐵損以及在繞組121a、121b和122中發(fā)生的交流損耗。因此，通過抑制電抗器L1和L2中的電力損耗，在其中VH>V[1]+V[2]成立的高壓區(qū)域中，能夠減少電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)的電力損耗。

需要指出，在串聯(lián)升壓模式下，電抗器電流IL1和IL2基本同相地增大或減小，也可通過圖44理解這一點。因此，當電抗器L1和L2被置于磁耦合狀態(tài)時，可以通過等式(34)中的互感Mxy的動作等效地減少電感。但是在串聯(lián)升壓模式下，由于電抗器L1和L2串聯(lián)連接，因此能夠避免整體電路中的電感減小。而且，即使電感等效地減少，也幾乎不會對電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)的操作產(chǎn)生負面影響，因為電抗器電流IL1和IL2也如上所述減小。

備選地，還可以將可變磁耦合電抗器100設計為使得可變磁耦合電抗器100和100#的磁腿部151到153以及151#到153#的所有操作點301到303如圖16所示停留在線性區(qū)域310中，因為與并聯(lián)升壓模式相比，電抗器電流IL1和IL2減小。在這種情況下，由于電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)能夠在保持電抗器電流IL1和IL2處于非磁耦合狀態(tài)的同時執(zhí)行操作，因此，電抗器L1和L2的電感不會受到等式(34)中的互感Mxy的影響。

在此方式中，根據(jù)本實施例的可變磁耦合電抗器也能夠被用作電源系統(tǒng)5c(其中電力變換器50可以在串聯(lián)升壓模式下操作)中的電抗器L1和L2。

(串聯(lián)升壓模式下的載波相位控制)

在電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)中，載波相位控制能夠在串聯(lián)升壓模式下應用。因此，如下文所述，能夠使得并聯(lián)升壓模式下的控制和串聯(lián)升壓模式下的控制共同化。

另外在串聯(lián)升壓模式下的載波相位控制中，載波之間的相位差Z被控制，以便同時獲得電抗器電流IL1的局部極大值和電抗器電流IL2的局部極小值，或者以便同時獲得電抗器電流IL1的局部極小值和電抗器電流IL2的局部極大值。

現(xiàn)在考慮此時的占空比Da和Db。通過使等式(35)變形，針對Da獲得下面的等式(39)。

[數(shù)20]

Da＝(VH-V[1])/VH...(39)

類似地，通過使等式(36)變形，針對Db獲得下面的等式(40)。

[數(shù)21]

Db＝(VH-V[2])/VH...(40)

如圖37所示，并聯(lián)升壓模式下的控制信號SG3基于控制脈沖信號SD1和SD2的邏輯和而產(chǎn)生。因此將理解，如果相位差Z被設定為使得控制脈沖信號SD1的下降(或上升)時間與控制脈沖信號SD2的上升(或下降)時間彼此重合，則當VH>(V[1]+V[2])成立時，處于PB模式的控制信號SG3的H電平時段的比率超過1.0。也就是說，當VH>(V[1]+V[2])成立時，控制信號SG3也借助PB模式共有的占空比Da和Db，通過PWM控制固定在H電平。

圖46是示出在應用載波相位控制時，串聯(lián)升壓模式下的控制脈沖信號的波形的圖。

如圖46所示，并聯(lián)升壓模式下的控制信號SG1基于控制脈沖信號/SD1和/SD2的邏輯和而產(chǎn)生。當按照上述方式設定相位差Z時，控制脈沖信號/SD1的上升時間和控制脈沖信號/SD2的上升時間彼此重合。

因此，控制信號SG1的占空比DSG1被表示為(1-Da)+(1-Db)。也就是說，DSG1通過下面的等式(41)表示。

[數(shù)22]

DSG1＝(V[1]+V[2])/VH...(41)

另一方面，通過使等式(37)變形，使用下面的等式(42)表示占空比Dc。

[數(shù)23]

Dc＝1-(V[1]+V[2])/VH...(42)

因此，假設根據(jù)圖45中的串聯(lián)升壓模式下的邏輯運算，SG1＝/SG3成立，則控制信號SG1的占空比DSG1通過下面的等式(43)表示。

[數(shù)24]

DSG1＝1-Dc＝(V[1]+V[2])/VH...(43)

在此方式中，當根據(jù)上述載波相位控制設定相位差Z時，占空比等于基于占空比Dc的控制脈沖信號/SD3的占空比的信號能夠借助占空比Da和Db，通過基于控制脈沖信號/SD1和/SD2的邏輯運算產(chǎn)生。也就是說，SB模式下的控制信號SG1能夠基于控制脈沖信號SD1和SD2產(chǎn)生。

如圖47所示，串聯(lián)升壓模式下的控制信號SG2和SG4是控制信號SG1的逆信號。邏輯非運算(/SD2或/SD1)的結果是SD1和SD2的邏輯積(SD1和SD2)。因此，基于控制脈沖信號SD3設定的控制信號SG2和SG4還能夠基于控制脈沖信號SD1和SD2的邏輯運算而產(chǎn)生。

在此方式中，在串聯(lián)升壓模式下，設定相位差Z，以使得脈沖轉變時間在應用載波相位控制的控制脈沖信號SD1(/SD1)與控制脈沖信號SD2(/SD2)之間匹配。如上所述，此時同時獲得電抗器電流IL1的拐點(局部極大值或局部極小值)和電抗器電流IL2的拐點(局部極小值或局部極大值)。

通過產(chǎn)生載波CWa和CWb以提供此類相位差Z，串聯(lián)升壓模式下的控制信號SG1到SG4也能夠從基于占空比Da和Db的控制脈沖信號SD1和SD2設定，如圖47所示。此時的控制信號SG1到SG4被設定為具有基于占空比Dc的H電平時段。

需要指出，與并聯(lián)升壓模式下的載波相位控制類似，串聯(lián)升壓模式下的最優(yōu)相位差Z^*還能夠基于在串聯(lián)升壓模式下計算的占空比Da和Db，根據(jù)提前設定的相位差映射或相位差計算表達式來計算。

圖48是示出根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)中的并聯(lián)升壓模式和串聯(lián)升壓模式下的示例性操作的波形的圖。

參考圖48，在載波CWa的峰值處，發(fā)出用于從并聯(lián)升壓模式切換到串聯(lián)升壓模式的指令。在發(fā)出切換指令之前，控制信號SG1到SG4基于通過控制相應直流電源B1和B2的電力而計算的占空比Da和Db產(chǎn)生。

當發(fā)出切換指令時，串聯(lián)升壓模式下的控制信號SG1到SG4能夠在此時根據(jù)圖47所示的邏輯運算表達式，基于控制脈沖信號SD1和SD2立即產(chǎn)生，無需新計算占空比Dc。因此，并聯(lián)升壓模式與串聯(lián)升壓模式之間的切換處理能夠在不引起控制延遲的情況下執(zhí)行。

(其它操作模式)

也可以選擇上述串聯(lián)升壓模式和并聯(lián)升壓模式之外的操作模式來操作根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c。

圖49是示出被應用到根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c(電力變換器50)的多個操作模式的列表。

參考圖49，多個操作模式被大致分成根據(jù)電壓指令值VH^*控制輸出電壓VH的“升壓(增壓)模式”和固定開關元件S1到S4的接通/關斷以將直流電源B1和/或B2電連接到電力線PL和GL的“直接連接模式”。

升壓模式包括上述并聯(lián)升壓模式和串聯(lián)升壓模式。在并聯(lián)升壓模式下，能夠通過根據(jù)圖38所示的邏輯運算表達式控制電力變換器50的開關元件S1到S4的接通/關斷，在直流電源B1、B2與電力線PL、DL(負荷30)之間并行地執(zhí)行直流/直流變換。需要指出，在并聯(lián)升壓模式下，可以在控制直流電源B1與B2之間的電力分配比的同時，根據(jù)電壓指令值VH^*控制輸出電壓VH。

在串聯(lián)升壓模式下，能夠通過根據(jù)圖45和47所示的邏輯運算表達式控制電力變換器50的開關元件S1到S4的接通/關斷，使用串聯(lián)連接的直流電源B1和B2執(zhí)行直流/直流變換。如上所述，在串聯(lián)升壓模式下，當根據(jù)電壓指令值VH^*控制輸出電壓VH時，直流電源B1與B2之間的電力分配比根據(jù)電壓V[1]與V[2]之間的比率被自動確定，因此不能像在并聯(lián)升壓模式下那樣被直接控制。

需要指出，串聯(lián)升壓模式只能用于其中VH>(V[1]+V[2])成立的高壓范圍，但是直流/直流變換的效率可以提升，因為高壓范圍內的升壓比可以降低。另一方面，由于并聯(lián)升壓模式也可用于其中max(V[1],V[2])<VH成立的電壓范圍，并且VH小于或等于V[1]+V[2]，因此輸出電壓范圍廣。此外，由于直流電源B1與B2之間的電力分配比能被控制，因此，直流電源B1和B2中的每一者的充電狀態(tài)(SOC)也能被控制。

因此，升壓模式包括“通過直流電源B1的升壓模式(下文稱為B1升壓模式)”和“通過直流電源B2的升壓模式(下文稱為B2升壓模式)”，B1升壓模式僅借助直流電源B1執(zhí)行電力線PL與GL(負荷30)之間的直流/直流變換，B2升壓模式僅借助直流電源B2執(zhí)行電力線PL與GL(負荷30)之間的直流/直流變換。

在B1升壓模式下，直流電源B2未被使用，同時保持處于與電力線PL斷開電連接的狀態(tài)(只要輸出電壓VH被控制為高于V[2])。在B1升壓模式下，僅形成用于直流電源B1的升壓斬波電路(圖35)。因此，開關元件S1到S4的接通/關斷根據(jù)基于占空比Da(用于使用一對開關元件S3和S4作為下臂和一對開關元件S1和S2作為上臂來控制直流電源B1的輸出)的控制脈沖信號/SD1和SD1而被控制。

類似地，在B2升壓模式下，直流電源B1未被使用，同時保持處于與電力線PL斷開電連接的狀態(tài)(只要輸出電壓VH被控制為高于V[1])。

在B2升壓模式下，僅形成用于直流電源B2的升壓斬波電路(圖36)。因此，開關元件S1到S4的接通/關斷根據(jù)基于占空比Db(用于使用一對開關元件S2和S3作為下臂和一對開關元件S1和S4作為上臂來控制直流電源B2的輸出)的控制脈沖信號/SD2和SD2而被控制。在此方式中，在屬于升壓模式的每個操作模式下，輸出電壓VH根據(jù)電壓指令值VH^*而被控制。

另一方面，直接連接模式包括“并聯(lián)直接連接模式”，該模式保持其中直流電源B1和B2跨電力線PL和GL并聯(lián)連接的狀態(tài)。在并聯(lián)直接連接模式下，開關元件S1和S4被固定在接通狀態(tài)，同時開關元件S2和S3被固定在關斷狀態(tài)。因此，輸出電壓VH變得等于比V[1]和V[2]中的一者高的電壓max(V[1],V[2])。需要指出，由于V[1]與V[2]之間的電壓差在直流電源B1與B2之間產(chǎn)生短路電流，因此，當電壓差小時，并聯(lián)直接連接模式能夠被限制地應用。

此外，直接連接模式包括“串聯(lián)直接連接模式”，該模式保持其中直流電源B1和B2跨電力線PL和GL串聯(lián)連接的狀態(tài)。在串聯(lián)直接連接模式下，開關元件S1和S3被固定在接通狀態(tài)，同時開關元件S2和S4被固定在關斷狀態(tài)。因此，輸出電壓VH變得等于直流電源B1的電壓V[1]和直流電源B2的電壓V[2]之和(VH＝V[1]+V[2])。

此外，直接連接模式包括“直流電源B1的直接連接模式(下文稱為B1直接連接模式)”，其中僅針對直流電源B1形成具有電力線PL和GL的電流路徑；以及包括“直流電源B2的直接連接模式(下文稱為B2直接連接模式)”，其中僅針對直流電源B2形成具有電力線PL和GL的電流路徑。

在B1直接連接模式下，開關元件S1和S2被固定在接通狀態(tài)，同時開關元件S3和S4被固定在關斷狀態(tài)。因此，直流電源B2被置于與電力線PL和GL斷開連接的狀態(tài)，這樣，輸出電壓VH變得等于直流電源B1的電壓V[1](VH＝V[1])。在B1直接連接模式下，直流電源B2未被使用，同時保持處于與電力線PL和GL斷開電連接的狀態(tài)。如果在其中V[2]>V[1]成立的狀態(tài)下應用B1直接連接模式，則產(chǎn)生通過開關元件S1和二極管D3從直流電源B2到直流電源B1的短路電流。因此，滿足V[1]>V[2]是應用B1直接連接模式的必要條件。

類似地，在B2直接連接模式下，開關元件S1和S4被固定在接通狀態(tài)，同時開關元件S2和S3被固定在關斷狀態(tài)。因此，直流電源B1被置于與電力線PL和GL斷開連接的狀態(tài)，這樣，輸出電壓VH變得等于直流電源B2的電壓V[2](VH＝V[2])。在B2直接連接模式下，直流電源B1未被使用，同時保持處于與電力線PL和GL斷開電連接的狀態(tài)。如果在其中V[1]>V[2]成立的狀態(tài)下應用B2直接連接模式，則產(chǎn)生通過二極管D1和開關元件S3從直流電源B1到直流電源B2的短路電流。因此，滿足V[2]>V[1]是應用B2直接連接模式的必要條件。

在直接連接模式中包括的每個操作模式下，輸出電壓VH根據(jù)直流電源B1和B2的電壓V[1]和V[2]確定，因此不能被直接控制。因此，在直接連接模式中包括的每個操作模式下，輸出電壓VH不再被設定為適合負荷30的操作的電壓(可能增加負荷30的電力損耗)。

另一方面，由于開關元件S1到S4在直接連接模式下不被接通/關斷，因此，電力變換器50的電力損耗(與接通/關斷關聯(lián)的開關損耗)被抑制。因此，取決于負荷30的操作狀態(tài)，通過應用直接連接模式，電力變換器50的電力損耗減少量可能變得大于負荷30的電力損耗增加量，這樣可整體抑制電源系統(tǒng)5的電力損耗。

在此方式中，在根據(jù)第三實施例的電源系統(tǒng)5c的電力變換器50中，能夠在通過更改開關元件S1到S4的切換模式來選擇性地應用圖49所示的多個操作模式的同時，控制輸出電壓VH。

此時，在其中僅使用直流電源B1或B2的B1升壓模式、B2升壓模式、B1直接連接模式以及B2直接連接模式下，只有電抗器電流IL1或IL2流動，因此不會發(fā)生磁耦合。在這種情況下，電抗器L1或L2能夠以類似于圖4所示的磁性部件101和102的方式被操作。而且，在并聯(lián)直接連接模式和串聯(lián)直接連接模式下，與并聯(lián)升壓模式和串聯(lián)升壓模式類似，電抗器L1和L2可以由可變磁耦合電抗器100或100#實現(xiàn)。在此方式中，當使用根據(jù)第一或第二實施例的可變磁耦合電抗器100或100#作為包括電力變換器50的電源系統(tǒng)5c中的電抗器L1和L2時，電力變換器50也能夠以選擇性地應用的圖49所示的多個操作模式執(zhí)行操作。

如上所述，在各實施例中，已經(jīng)例示了電力變換器和電源系統(tǒng)的示例性配置(包括通過根據(jù)第一或第二實施例的可變磁耦合電抗器100或100#形成為一體的兩個電抗器)。但是，本發(fā)明的應用不限于這些電力變換器和電源系統(tǒng)。也就是說，根據(jù)各實施例的可變磁耦合電抗器和復合磁性部件的使用方法可應用于包括兩個電抗器(分別被包括在單獨地進行電流控制的電流路徑中)的任何電路配置。因此，通過將被包括在電力變換器和電源系統(tǒng)中的兩個電抗器形成為一體，能夠實現(xiàn)裝置的大小和重量的縮減。

而且，盡管在各實施例中參考可變磁耦合電抗器100和100#例示了磁芯的形狀和繞組的繞組模式，但是本發(fā)明不限于此類配置。也就是說，磁芯的形狀和磁芯上的繞組的繞組模式能夠被任意地修改，只要由兩個電抗器各自的電流產(chǎn)生的磁場具有類似于上述磁腿部151到153(151#到153#)的關系即可。

需要指出，負荷30可以通過使用受控的直流電壓VH執(zhí)行操作的任何裝置來配置。具體而言，盡管在各實施例中已經(jīng)描述了其中負荷30由安裝在電動車輛或混合動力車輛上的牽引電動機或逆變器實現(xiàn)的實例，但是本發(fā)明的應用不限于此類實例。

而且，應用根據(jù)本發(fā)明的可變磁耦合電抗器的電源系統(tǒng)的配置也不限于第一和第三實施例中描述的配置。也就是說，本發(fā)明的可變磁耦合電抗器也能夠應用于具有對電抗器L1和L2單獨進行電流控制的操作模式的任意配置的任何電源系統(tǒng)。

需要理解，此處公開的實施例是示意性的，并非在所有方面進行限制。本發(fā)明的范圍由權利要求而非上述說明書限定，并且旨在包括落在等同于權利要求的用語的含義和范圍內的任何修改。

參考標號列表

5、5c電源系統(tǒng)；6、7、50電力變換器；11、12電壓源；15線；30負荷；40控制裝置；41電流控制器；42電壓控制器；43a、43b控制器；44a、44b控制單元；45載波相位產(chǎn)生單元；100、100#可變磁耦合電抗器；101、102磁性部件；110a、110b、150、150#磁芯；112a、112b、161-163、161#-163#間隙；120a、120a#、120b、120b#、121a、121a#、121b、121b#、122、122#繞組；121c引線；151-153、151#-153#磁腿部；201-204、201#-204#端子；211-213磁場；221-223、221#-223#磁通；251-253磁路；301-303操作點；305、306磁化曲線；310線性區(qū)域；350、351、360、361、370-374電流路徑；B1、B2直流電源；Bsmax飽和磁通密度；CL1、CL2特征線；CW、CW1、CW2、CWa、CWb載波；D1-D4二極管；DT、DT1、DT2、Da、Db、Dc占空比；GL、PL電力線；IL1、IL2電抗器電流；Ii^*電流指令值；L1、L2電抗器；LN1、LN2、LN3磁路長度；Lg1、Lg2、Lg3間隙長度；N1、N2、N3節(jié)點；OP1、OP2、OP3操作線；Q1-Q4、S1-S4開關元件；SC1-SC3截面積；SD1-SD3控制脈沖信號；SG1-SG4控制信號(開關元件)；VH輸出電壓；VH^*電壓指令值；VL1、VL2電抗器電壓；VL1^*、VL2^*控制指令信號；VH直流電壓；VL1控制指令信號；VL1、VL2控制指令信號。