專利名稱：對輸出轉矩具有振動減小控制功能的電機驅動裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種電機驅動裝置，尤其涉及一種對輸出轉矩具有振動減小控制功能的電機驅動裝置。
背景技術：
混合動力車和電動車近來作為環(huán)保機動車受到極大的關注。作為其原動力源，除傳統(tǒng)發(fā)動機外，混合動力車具有直流(DC)電源、逆變器以及由該逆變器驅動的電機。更具體地說，該發(fā)動機被驅動以獲得原動力源，來自直流電源的直流電壓經由逆變器變換為交流(AC)電壓以用于轉動電機以及由此獲得原動力源。
電動車指具有作為其原動力源的直流電源、逆變器以及由該逆變器驅動的電機的機動車。
安裝在此混合動力車或電動車上的電機驅動裝置采用使該電機的輸出轉矩以高精度與轉矩指令值相匹配從而減小由轉矩控制誤差導致的車輛振動的振動減小控制技術。
圖19是例如在日本專利特開平No.09-238492中公開的用于交流電機的電流控制裝置的示意框圖。這里所示的電流控制裝置采用使用γ-δ坐標系統(tǒng)的所謂矢量控制技術，利用該γ-δ坐標系統(tǒng)，可用直線示出電機定子和轉子的電壓和電流。
參見圖19，利用來自逆變器111的三相交流電流驅動感應電動機102。
矢量控制指令值計算器101接收由外部元件提供的作為輸入量的轉矩指令值T*，以計算并輸出滑移(slip)角速度指令值ωse*、勵磁電流指令值iγs*和轉矩電流指令值iδs*。
從矢量控制指令值計算器101輸出的滑移角速度指令值ωse*輸入給積分器115。勵磁電流指令值iγs*和轉矩電流指令值iδs*輸入給電流控制器109。
積分器115計算滑移角速度指令值ωse*的積分以確定滑移角相位θse，并將此滑移角相位θse輸出給由加算器組成的電源角相位計算器114。轉動位置檢測器113基于來自編碼器103的信號確定感應電動機102的轉子的轉動角位置θre，并將所確定的位置輸出給電源角相位計算器114。
電流角相位計算器114將轉動角位置θre加上滑移角相位θse以計算電源角相位θ。
u相電流傳感器106檢測并輸出感應電動機102的定子的u相電流iu，v相電流傳感器107檢測并輸出該定子的v相電流iv。由u相電流iu、v相電流iv和電源角相位θ，三相到二相變換器108計算并輸出勵磁電流iγs和轉矩電流iδs。
電流控制器109由勵磁電流指令值iγs*和勵磁電流iγs計算并輸出勵磁成分電壓指令值vγs*，并由轉矩電流指令值iδs*和轉矩電流iδs計算并輸出轉矩成分電壓指令值vδs*。
PWM(脈沖寬度調制)發(fā)生器110使用電源角相位θ對勵磁成分電壓指令值vγs*和轉矩成分電壓指令值vδs*執(zhí)行二相到三相變換以變換為三相電壓指令值，并將三相PWM信號輸出給逆變器111。響應于該三相PWM信號，逆變器111給感應電動機102供應三相交流電流(iu，iv，iw)。
關于上述構造，轉動角位置θre可作為時刻更新且準確的值經由編碼器103獲得，該轉動角位置θre是供PWM發(fā)生器110進行二相到三相變換使用的電源角相位θ的成分。因此，與由需要預定測量時間且在速度變化時測量誤差大的轉動角速度來確定電源角相位的情況相比，可準確地控制電機輸出轉矩，以將該轉矩設定為指令值。由此，能夠減小由轉矩控制誤差引起的導致車身縱向上瞬時振動的車身縱向加速度。
此外，利用數(shù)字電流控制來執(zhí)行矢量控制。在對轉動角位置和實際三相電流進行抽樣時，計算轉動角位置和滑移角相位的抽樣值的和以確定第一電源角相位。計算轉動角速度和滑移角速度的和以確定電源角速度。電源角速度用于補償?shù)谝浑娫唇窍辔唬瑥亩_定用于產生三相PWM信號的第二電源角相位。由此，能夠減小瞬時狀態(tài)(過渡時)的控制變動。
圖19中所示由PWM發(fā)生器110產生的三相PWM信號是通過比較勵磁成分電壓指令值vγs*和轉矩成分電壓指令值vδs*與三角載波信號獲得的開關信號。此開關信號可用于開/關逆變器111的元件，并從而獲得其平均值與電壓指令值的振幅成比例的交流輸出電壓。
在PWM控制系統(tǒng)中，為使元件在三角波信號的每個周期中始終開/關，有必要使電壓指令值的振幅小于三角波信號的振幅。所產生的問題是電壓利用率受到限制，從而不能獲得足夠高的功率輸出。
作為電壓利用率比PWM控制系統(tǒng)高的控制系統(tǒng)的例子，已知采用矩形波電壓的控制系統(tǒng)(矩形波控制系統(tǒng))或者過調制控制系統(tǒng)。矩形波控制系統(tǒng)和過調制控制系統(tǒng)使用其程度接近極限的電壓，因此與PWM控制系統(tǒng)相比，此系統(tǒng)能夠增大電機功率輸出。
然而，矩形波控制系統(tǒng)和過調制控制系統(tǒng)的控制響應性與PWM控制系統(tǒng)相比較低。所產生的問題是當轉矩指令值或電機轉數(shù)出現(xiàn)突然變化時，導致例如蓄電池的瞬時損耗，從而不能獲得預期轉矩。
在此方面，PWM控制系統(tǒng)是有利的，因為其具有高控制響應性，這樣即使負荷出現(xiàn)突然變化也能穩(wěn)定地輸出轉矩。
于是，為了增大整個控制的電壓利用率以及在負荷突然變化的瞬時狀態(tài)下穩(wěn)定地控制電機，公開了能夠選擇性地在PWM控制與矩形波控制之間改變電機控制模式的電機控制裝置。
具體地說，日本專利特開No.2000-358393公開了這樣一電機控制裝置，其利用PWM波形電壓執(zhí)行控制直至交流電機的每個相位的電壓指令值的絕對值超過A/2(與電池電壓相等的值)，且當該電壓指令值的絕對值變得等于或大于A/2時，其利用矩形波電壓執(zhí)行控制。此外，當各個相位的電壓指令值中任一個超過逆變器能夠生成的最大電壓值時，就減小轉矩指令值并重新計算電壓指令值。此外，另一特征是用于車輛控制的ECU被告知經減小的轉矩指令值。
這里假定上述振動減小控制應用于具有如上所述電機控制模式切換功能的電機驅動裝置。
振動減小控制如上所述準確地控制電機輸出轉矩，使該轉矩與指令值匹配并減小瞬時狀態(tài)的控制變動。因此，作為電機控制模式，采用在圖13中示出的控制響應性較好的PWM控制。
這里還假定電機控制模式根據(jù)電壓指令值從PWM控制改變到矩形波控制。在矩形波控制下，由于控制響應性差而難以繼續(xù)高精度的振動減小控制。因此，在PWM控制改變到矩形波控制的時候，電機輸出轉矩具有不連續(xù)即具有階躍(階梯)部分的波形。該階躍部分的出現(xiàn)導致車輛振動，這今駕駛者感到不舒適。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一目的是提供一種能夠減小在電機控制模式改變時出現(xiàn)的輸出轉矩的振動的電機驅動裝置。
本發(fā)明的另一目的是提供一種具有振動減小控制施加裝置以有效執(zhí)行振動減小控制的電機驅動裝置。
根據(jù)本發(fā)明，電機驅動裝置包括驅動第一電機的第一驅動電路；和控制所述第一驅動電路以使所述第一電機根據(jù)要求轉矩輸出轉矩的驅動電路控制電路。所述驅動電路控制電路包括用于根據(jù)所述第一驅動電路的調制率(調制系數(shù))在PWM控制模式、過調制控制模式與矩形波控制模式之間切換所述第一電機的控制模式的控制模式切換裝置(單元)；和振動減小控制裝置，它用于在所述第一電機的控制模式為所述PWM控制模式時生成用于減小從所述第一電機輸出的轉矩的振動的振動減小轉矩，并用所述振動減小轉矩加上所述要求轉矩以將所得到的和作為一新的要求轉矩來提供。所述控制模式切換裝置響應于所述第一驅動電路的調制率超過第一預定值的事實將所述第一電機的控制模式從所述PWM控制模式切換為所述過調制控制模式，以及所述振動減小控制裝置在所述第一驅動電路的調制率從小于所述第一預定值的第二預定值變化到所述第一預定值的期間逐漸減小所述振動減小轉矩。
優(yōu)選地，所述振動減小控制裝置包括用于基于所述第一電機的轉數(shù)的變動成分來生成所述振動減小轉矩的生成裝置；用所述生成的振動減小轉矩乘以一根據(jù)所述第一驅動電路的調制率變化的第一補正(修正)系數(shù)來補正所述振動減小轉矩的第一補正裝置；以及用于用所述補正的振動減小轉矩加上所述要求轉矩以將所得到的和作為一新的要求轉矩來提供的加算裝置。
優(yōu)選地，所述第一補正系數(shù)隨著所述第一驅動電路的調制率從所述第二預定值向所述第一預定值逐漸增大而逐漸減小。
優(yōu)選地，所述第一補正裝置具有將所述第一補正系數(shù)限定成隨著所述第一驅動電路的調制率逐漸增大而逐漸減小的第一補正系數(shù)映像(map)，并從所述第一補正系數(shù)映像中抽出與所述第一驅動電路的調制率相對應的所述第一補正系數(shù)的值以補正所述振動減小轉矩。
優(yōu)選地，所述第一電機是生成作用在車輛的驅動輪上的驅動轉矩的電機，以及所述振動減小控制裝置還包括用所述生成的振動減小轉矩乘以一根據(jù)所述車輛的狀態(tài)而變化的第二補正系數(shù)來補正所述振動減小轉矩的第二補正裝置。
優(yōu)選地，所述振動減小控制裝置還包括用于基于所述驅動轉矩的變化量來檢測所述車輛的狀態(tài)的車輛狀態(tài)檢測裝置，以及所述第二補正裝置用所述生成的振動減小轉矩乘以根據(jù)所述驅動轉矩的變化量而變化的所述第二補正系數(shù)來補正所述振動減小轉矩。
優(yōu)選地，所述第二補正系數(shù)在所述驅動轉矩的變化量超過預定值的條件下隨著所述驅動轉矩的變化量增大而增大。
優(yōu)選地，所述第二補正系數(shù)隨著所述驅動轉矩的變化量增大而分階段(逐級)地或者連續(xù)地增大。
優(yōu)選地，所述第二補正系數(shù)在從所述驅動轉矩開始變化時的時間開始的一預定期間內被設定為一較大值，并且在所述預定期間之后被設定為一較小值。
優(yōu)選地，所述預定期間與所述第一電機的轉數(shù)的變動成分的共振頻率帶的基本一個周期的期間相當。
優(yōu)選地，所述第二補正系數(shù)在所述驅動轉矩的變化量為至多所述預定值時基本為零。
優(yōu)選地，第二補正系數(shù)在從驅動轉矩的變化量改變到至多該預定值時起的一預定期間內逐漸減小。
優(yōu)選地，當所述驅動轉矩的變化量為至多所述預定值時，所述加算裝置在不執(zhí)行所述補正的振動減小轉矩與所述要求轉矩的所述加算的情況下將所述要求轉矩作為所述新的要求轉矩來提供。
優(yōu)選地，所述電機驅動裝置還包括驅動用于起動或停止內燃機的第二電機的第二驅動電路。所述車輛狀態(tài)檢測裝置基于所述第一驅動電路的要求轉矩、所述第二驅動電路的要求轉矩以及所述內燃機的要求轉矩的變化量中的至少一個來檢測所述驅動轉矩的變化量。
優(yōu)選地，所述電機驅動裝置還包括執(zhí)行電源與所述第一和第二驅動電路之間的電壓變換的電壓變換器。所述電壓變換器根據(jù)用以起動所述內燃機的指示而升高電源電壓，以使所述第一驅動電路的調制率為至多所述第一預定值，以及所述控制模式切換裝置響應于所述第一驅動電路的調制率改變到至多所述第一預定值的事實而將所述第一電機的控制模式切換為所述PWM控制模式。
根據(jù)本發(fā)明，對于根據(jù)調制率來切換交流電機的控制模式的構造，當控制模式從PWM控制模式切換為過調制控制模式時，逐漸減小在控制模式為PWM控制模式時生成的振動減小轉矩。由此，防止輸出轉矩出現(xiàn)階躍部分。
此外，根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)驅動轉矩的變化量來執(zhí)行振動減小控制，由此能夠有效地執(zhí)行振動減小控制以最大程度地獲取其優(yōu)點。
結合附圖從以下對本發(fā)明的詳細說明，本發(fā)明的前述和其它目的、特征、方面和優(yōu)點將變得更明顯。


圖1是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的電機驅動裝置的示意框圖；圖2是包括在圖1所示控制裝置內的逆變器控制電路的框圖；圖3是圖2所示逆變器控制裝置的控制框圖；圖4是圖3所示的電機控制相電壓計算器的控制框圖；圖5示出交流電機M1的轉矩與電機轉數(shù)MRN之間的關系；圖6是說明用于設定由逆變器執(zhí)行的交流電機M1的控制模式的操作的流程圖；圖7是用于說明圖2所示振動減小控制裝置的振動減小操作的示意圖；圖8是用于執(zhí)行圖7所示振動減小控制的振動減小控制裝置的框圖；圖9是圖8中的振動減小轉矩計算器的控制框圖；圖10示出補正系數(shù)Km與調制率MDR之間的關系；圖11是在振動減小轉矩補正之后的振動減小轉矩Δtr的波形圖；圖12是說明根據(jù)本發(fā)明第一實施例的電機驅動裝置的振動減小控制操作的流程圖；圖13A-13C是混合動力車的各個狀態(tài)的共線圖；圖14是說明根據(jù)本發(fā)明第四實施例的振動減小控制的時間圖；圖15示出當升壓變換器停止時電動發(fā)電機MG2的轉矩與電機轉數(shù)MRN2之間的關系；圖16示出當升壓變換器工作時電動發(fā)電機MG2的轉矩與電機轉數(shù)MRN2之間的關系；圖17是說明根據(jù)本發(fā)明第六實施例的振動減小控制操作的時間圖；圖18是補正系數(shù)Km的波形圖；以及圖19是在日本專利特開平No.09-238492中公開的交流電機的電流控制裝置的示意框圖。
具體實施例方式
以下參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施例。在圖中，相同部件用相同參考符號標識。
第一實施例圖1是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的電機驅動裝置的示意框圖。
參照圖1，電機驅動裝置100包括直流電源B、電壓傳感器10、逆變器12、電流傳感器20、分解器(resolver)30以及控制裝置40。
交流電機M1是用于產生轉矩以驅動混合動力車或電動車的驅動輪的驅動電機。交流電機M1還作為受發(fā)動機驅動的發(fā)電機以及供發(fā)動機使用的電動機工作，因此具有例如起動發(fā)動機的能力。
逆變器12由U相臂14、V相臂16和W相臂18組成。U相臂14、V相臂16和W相臂18并行(并聯(lián))設在供電線與接地線之間。
U相臂14由串聯(lián)的NPN晶體管Q1，Q2組成。V相臂16由串聯(lián)的NPN晶體管Q3，Q4組成。W相臂18由串聯(lián)的NPN晶體管Q5，Q6組成。在NPN晶體管Q1-Q6的各自集電極與發(fā)射極之間，連接有使電流從各自發(fā)射極流至各自集電極的二極管D1-D6。
每個相臂的中間點與交流電機M1的每個相位線圈的一端連接。具體地說，交流電機M1是由分別為U、V和W三個相位線圈構成的三相永磁電機。U相位線圈的一端、V相位線圈的一端以及W相位線圈的一端在公共中央交點處連接，同時U相位線圈的另一端與NPN晶體管Q1和Q2之間的中間點連接、V相位線圈的另一端與NPN晶體管Q3和Q4之間的中間點連接以及W相位線圈的另一端與NPN晶體管Q5和Q6之間的中間點連接。
直流電源B由二次電池或者可充電電池例如鎳氫電池或者鋰電池組成。電壓傳感器10檢測自直流電源B輸出的電壓Vm，以將所檢測的電壓Vm輸出給控制裝置40。
系統(tǒng)繼電器SR1，SR2響應于來自控制裝置40的信號SE而開/關。
逆變器12從直流電源B接收直流電壓，并基于來自控制裝置40的信號DRV將直流電壓變換為交流電壓以驅動交流電機M1。由此，驅使交流電機M1生成利用轉矩指令值TR0指示的轉矩。
在其上安裝有電機驅動裝置100的混合動力車或電動車的再生制動模式中，逆變器12基于來自控制裝置40的信號DRV將由交流電機M1生成的交流電壓變換為直流電壓以將所得到的直流電壓供應給直流電源B。
這里，再生制動包括伴隨著在混合動力車或電動車的駕駛員踩踏腳制動器時引致的再生發(fā)電的制動以及伴隨著在該駕駛員釋放加速器踏板且不操作腳制動器時引致的再生發(fā)電的減速(或者停止加速)。
電流傳感器20檢測流經交流電機M1的電機電流MCRT以將所檢測到的電機電流MCRT輸出給控制裝置40。
分解器30安裝在交流電機M1的轉軸上以檢測并輸出交流電機M1的轉子的轉動角θn。
控制裝置40接收從設在外部的ECU(電子控制單元)輸出的轉矩指令值TR0和電機轉數(shù)(電機的回轉數(shù))MRN、來自電壓傳感器10的電壓Vm、來自電流傳感器20的電機電流MCRT以及來自分解器30的轉動角θn。
控制裝置40利用來自分解器30的轉動角θn、轉矩指令值TR0和電機電流MCRT生成用于驅動逆變器12的NPN晶體管Q1-Q6的驅動信號DRV，并將所生成的驅動信號DRV輸出給逆變器12。
此外，當其上安裝有電機驅動裝置100的混合動力車或電動車處在再生制動模式時，控制裝置40基于轉動角θn、轉矩指令值TR0和電機電流MCRT生成用于將由交流電機M1產生的交流電壓變換為直流電壓的驅動信號DRV，并將所生成的驅動信號DRV輸出給逆變器12。在這種情況中，利用驅動信號DRV來開關控制逆變器12的NPN晶體管Q1-Q6。按照這種方式，逆變器12將由交流電機M1生成的交流電壓變換為直流電壓，并將所得到的直流電壓供應給直流電源B。
圖2是包括在圖1所示控制裝置40中的逆變器控制電路50的框圖。
參照圖2，逆變器控制電路50包括振動減小控制裝置501和逆變器控制裝置502。
振動減小控制裝置501采用逆相轉矩加算法來減小出現(xiàn)在交流電機M1的輸出轉矩中的振動。具體地說，用消除轉矩振動的轉矩(下文中也稱為“振動減小轉矩”)加上轉矩指令值TR0。
根據(jù)此方法，由檢測到的回轉數(shù)或者電機轉數(shù)MRN，抽出該轉數(shù)的變動成分，并確定其相位與所抽出的變動成分相反的轉矩(振動減小轉矩)。用所獲得的振動減小轉矩加上外部提供的轉矩指令值TR0，并將總和作為最終轉矩指令值TR輸出給逆變器控制裝置502。
由于上述振動減小控制需要高控制響應性，因此在交流電機M1的多種控制模式中的PWM控制模式下執(zhí)行該控制。如下所述，振動減小控制裝置501響應于逆變器控制裝置指定PWM控制模式而進入工作狀態(tài)，并響應于指定除PWM控制模式以外的任何控制模式而進入不工作狀態(tài)。基于由逆變器控制裝置502輸出的指示調制率的信號MDR識別控制模式。以下將詳述振動減小控制。
基于轉動角θn、最終轉矩指令值TR和電機電流MCRT，逆變器控制裝置502在要驅動交流電機M1時生成用于開/關逆變器12的NPN晶體管Q1-Q6的驅動信號DRV，并將所生成的驅動信號DRV輸出給逆變器12。
此外，逆變器控制裝置502由逆變器12的輸入電壓Vm以及施加給交流電機M1的每個相位線圈的電壓控制量計算調制率。逆變器控制裝置502基于所算得的調制率設定交流電機M1的控制模式，并將指示調制率的信號MDR輸出給振動減小控制裝置501。
此外，在其上安裝有電機驅動裝置100的混合動力車或電動力的再生制動模式中，逆變器控制裝置502基于轉動角θn、最終轉矩指令值TR和電機電流MCRT生成用于將由交流電機M1產生的交流電壓變換為直流電壓的驅動信號DRV，并將該信號輸出給逆變器12。
圖3是圖2所示逆變器控制裝置502的控制框圖。
參照圖3，逆變器控制裝置502包括電機控制相電壓計算器70、驅動信號產生器72以及控制模式設定單元(裝置)74。
電機控制相電壓計算器70從電流傳感器20接收流經交流電機M1的每個相位的電機電流MCRT，并從振動減小轉矩控制裝置501接收最終轉矩指令值TR。然后，基于這些輸出信號，電機控制相電壓計算器70輸出要施加給交流電機M1的每個相位線圈的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*。
圖4是圖3所示電機控制相電壓計算器70的控制框圖。
參照圖4，電機控制相電壓計算器70包括電流變換器701、減算器702、PI控制器703、轉速計算器704、速度電動勢預測計算器705、加算器706以及變換器707。
電流變換器701利用從分解器30輸出的轉動角θn對由電流傳感器20檢測到的電機電流MCRT執(zhí)行三相到二相變換。具體地說，電流變換器701利用轉動角θn將流經交流電機M1的每個相位的三相電機電流MCRT變換為分別沿d和q軸方向流動的電流值Id，Iq，并將這些值輸出給減算器702。
減算器702從為允許交流電機M1輸出由最終轉矩指令值TR指示的轉矩而算得的電流指令值Id*，Iq*減去來自電流變換器701的電流值Id，Iq以確定偏差ΔId，ΔIq。
PI控制器703利用用于偏差ΔId，ΔIq的PI增益計算用于調節(jié)電機電流的控制量。
轉速計算器704基于從分解器30接收的轉動角θn計算交流電機M1的轉速，并將所算得的轉速輸出給速度電動勢預測計算器705。速度電動勢預測計算器705基于來自轉速計算器704的轉速計算速度電動勢的預測值。
加算器706計算由PI控制器703提供的用于調節(jié)電機電極的控制量與來自速度電動勢預測計算器705的速度電動勢的預測值的和，以確定施加給d和q軸的電壓控制量Vd，Vq。
變換器707利用轉動角θn將施加給d和q軸的電壓控制量Vd，Vq變換為施加給交流電機M1的三相線圈的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*。
再次參照圖3，從電機控制相電壓計算器70輸出的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*輸入給驅動信號產生器72和控制模式設定單元74。
控制模式設定單元74接收電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*和逆變器12的輸入電壓Vm以計算作為兩者比率的調制率。然后，控制模式設定單元74基于所算得的調制率設定供逆變器12使用的交流電機M1的控制模式，并給驅動信號產生器72輸出指示所指定控制模式的信號MD。此外，控制模式設定單元74給圖2所示振動減小控制裝置501輸出指示所算得調制率的信號MDR。
驅動信號產生器72基于利用信號MD指示的控制模式由電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*生成驅動信號DRV。具體地說，驅動信號產生器72基于輸入的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*生成用于實際開/關逆變器12的NPN晶體管Q1-Q6的驅動信號DRV，并將所生成的驅動信號DRV輸出給每個晶體管Q1-Q6。
相應地，每個NPN晶體管Q1-Q6都受到開關控制以控制流經交流電機M1的每個相位的電流，使交流電機M1如所指示地輸出轉矩。由此，控制電機驅動電流MCRT，并根據(jù)最終轉矩指令值TR輸出電機轉矩。
供逆變器12使用的交流電機M1的控制模式包括PWM控制模式、過調制控制模式以及矩形波控制模式。這些控制模式在開/關包括在逆變器12內的NPN晶體管Q1-Q6的頻率(該頻率稱為“載波頻率”)上不同。具體地說，就載波頻率而言，PWM控制模式最高，過調制控制模式第二高，矩形波控制模式最低。
關于指示電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*與逆變器12的輸入電壓Vm的比率的調制率，PWM控制模式最低，過調制控制模式第二低，矩形波控制模式最高。換句話說，就電壓利用率而言，PWM控制模式最低，過調制控制模式第二低，矩形波控制模式最高。
圖5示出交流電機M1的轉矩與電機轉數(shù)MRN之間的關系。
交流電機M1的轉矩在電機轉數(shù)到達預定轉數(shù)前基本不變，且當電機轉數(shù)超過該預定轉數(shù)時，轉矩隨著電機轉數(shù)MRN增大而逐漸減小。轉矩與電機轉數(shù)MRN之間的關系根據(jù)調制率的大小而不同。當調制率較大時，即當電壓利用率較高時，產生較大轉矩。
在圖5中，調制率小于0.7的區(qū)域代表交流電機M1的控制模式為PWM控制模式。調制率等于或大于0.7的區(qū)域代表交流電機M1的控制模式為過調制控制模式和矩形波控制模式。
如圖3所示，控制模式設定單元74接收電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*并計算作為該控制量與逆變器12的輸入電壓Vm之間比率的調制率MDR，根據(jù)所算得的調制率MDR，控制模式設定單元74從圖5所示相關圖選擇最佳控制模式。控制模式設定單元74給驅動信號產生器72輸出指示所選定控制模式的信號MD。
此外，控制模式設定單元74給圖2所示振動減小控制裝置501輸出指示所算得調制率MDR的信號MDR。振動減小控制裝置501接收信號MDR，并基于所算得的調制率MDR補正振動減小轉矩的大小以加上轉矩指令值TR0，以下將對其進行詳述。
圖6是用于說明利用逆變器控制裝置502設定交流電機M1的控制模式的操作的流程圖。
參照圖6，逆變器控制裝置502的電機控制相電壓計算器70檢測電機轉數(shù)MRN和最終轉矩指令值TR(步驟S01)，并基于所檢測到的兩值計算電流指令值Id*，Iq*(步驟S02)。
電機控制相電壓計算器70執(zhí)行圖4所示操作以由電流指令值Id*，Iq*確定將施加給交流電機M1的各個相位的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*(步驟S03)。
控制模式設定單元74由電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*以及逆變器12的輸入電壓Vm計算調制率MDR(步驟S04)，并基于所算得調制率MDR的大小選擇交流電機M1的最佳控制模式。具體地說，控制模式設定單元74確定調制率MDR是否等于或大于0.7(步驟S05)。
在步驟S05，當調制率MDR等于或大于0.7時，選擇過調制控制模式或矩形波控制模式(步驟S06)。相反，當調制率MDR小于0.7時，選擇PWM控制模式(步驟S07)。
選定的控制模式作為信號MD提供給逆變器控制裝置502的驅動信號產生器72。驅動信號產生器72根據(jù)由信號MD指示的控制模式生成驅動信號DRV，并將該信號輸出給逆變器12的每個相位。
如上所述，逆變器12根據(jù)調制率MDR改變交流電機M1的控制模式。由此，即使在轉矩指令值或電機轉數(shù)突然改變的瞬時變動狀態(tài)下，也能實現(xiàn)高電壓利用率以及能夠可靠地控制交流電機M1。
此外，在PWM控制模式下，如下所述執(zhí)行振動減小控制以減小輸出轉矩的振動。按照這種方式，實現(xiàn)舒適駕駛。
圖7是用于說明利用圖2所示振動減小控制裝置501執(zhí)行的振動減小控制的示意圖。
參照圖7，當車輛加速時，電機轉數(shù)MRN的實際增大不是單調(無變化)的，而是波動的。波動成分導致車輛振動，從而使駕駛員感覺不舒適。
因此，在本實施例中，振動減小控制裝置501操作用以消除來自電機轉數(shù)MRN的此波動成分以允許電機轉數(shù)MRN單調增大，這是理想增大。
具體地說，振動減小控制裝置501從電機轉數(shù)MRN中抽出該電機轉數(shù)MRN的波動成分(下文中也稱為轉數(shù)變動成分ΔMRN)，并反轉所抽出的轉數(shù)變動成分ΔMRN以確定轉數(shù)變動成分ΔMRN的逆相成分。然后，振動減小控制裝置501將逆相成分變換為轉矩以生成振動減小轉矩Δtr。此外，振動減小控制裝置501用此振動減小轉矩Δtr加上由外部元件提供的轉矩指令值TR0以所得到的和作為最終轉矩指令值TR提供。如上所述，逆變器控制裝置502驅動交流電機M1，以便根據(jù)最終轉矩指令值TR提供輸出轉矩。
由此，轉數(shù)變動成分ΔMRN和逆相成分相互抵消，結果能夠獲得在圖7底部所示的單調增大而不波動的波形。以下描述用于執(zhí)行此振動減小控制的特定構造。
圖8是用于執(zhí)行圖7所示振動減小控制的振動減小控制裝置501的框圖。
參照圖8，振動減小控制裝置501包括振動減小轉矩計算器60、振動減小轉矩補正單元62以及加算器64。
振動減小轉矩計算器60從所檢測到的電機轉數(shù)MRN抽出轉數(shù)變動成分ΔMRN，并生成用于消除所抽出的轉數(shù)變動成分ΔMRN的振動減小轉矩Δtr0。
圖9是示出振動減小轉矩計算器60的構造的框圖。
參照圖9，轉數(shù)變動成分抽出單元602由帶通濾波器構成以從電機轉數(shù)MRN抽出特定頻率的電機轉數(shù)變動成分ΔMRN。
振動減小轉矩確定單元603反轉轉數(shù)變動成分ΔMRN以確定逆相成分，并將該逆相成分乘以一預定系數(shù)kp以變換為轉矩。經由變換獲得的轉矩作為振動減小轉矩Δtr0提供給圖8所示振動減小轉矩補正單元62。
振動減小轉矩補正單元62如下所述對輸入的振動減小轉矩Δtr0進行補正。補正的振動減小轉矩Δtr經由加算器64加上轉矩指令值TR0以確定最終轉矩指令值TR。此最終轉矩指令值TR提供給逆變器控制裝置502。
如上所述，振動減小控制僅在控制響應性高的PWM控制模式下有效。因此，振動減小控制難以在控制響應性較低的過調制控制模式以及矩形波控制模式下執(zhí)行。換句話說，在過調制控制模式和矩形波控制模式下，不能生成振動減小轉矩Δtr0(Δtr0＝0)。
因此，在將交流電機M1的控制模式從PWM控制模式切換為過調制控制模式時，交流電機M1的輸出轉矩改變與振動減小轉矩對應的量。此變化是導致車輛振動的輸出轉矩的不連續(xù)部分即所謂階躍部分。
為消除此階躍部分，有必要使輸出轉矩在控制模式從PWM控制模式切換為過調制控制模式的過渡階段平滑衰減。
因此，本實施例中，在控制模式從PWM控制模式切換為過調制控制模式的過渡階段，進行補正以允許振動減小轉矩Δtr0平滑地改變到零。具體地說，圖8所示振動減小轉矩補正單元62進行補正以允許振動減小轉矩Δtr0在控制模式被切換時逐漸減小。
由調制率MDR的變化檢測本實施例中控制模式的切換時間(定時)。當調制率MDR如圖5所示超過0.7時，控制模式從PWM控制模式改變到過調制控制模式。因此，振動減小轉矩補正單元62可檢測調制率MDR以知曉何時切換控制模式。
具體地說，振動減小轉矩補正單元62進行補正，以使振動轉矩Δtr0隨著調制率MDR增大以接近0.7而逐漸減小并最終在調制率MDR到達0.7時變?yōu)榱?。為?zhí)行此補正，振動減小轉矩補正單元62具有根據(jù)調制率MDR變化的補正系數(shù)Km，并將振動減小轉矩Δtr0乘以此補正系數(shù)Km以計算最終振動減小轉矩Δtr。
圖10示出補正系數(shù)Km與調制率MDR之間的關系。
參照圖10，補正系數(shù)Km在調制率MDR小于0.55的區(qū)域內為1，且在調制率MDR為0.7或大于0.7的區(qū)域內為0。此外，隨著調制率MDR在0.55和0.70之間的區(qū)域內增大，補正系數(shù)Km從1逐漸減小為0。在本實施例中，當調制率MDR為0.55時補正系數(shù)Km開始逐漸減小，以滿足振動減小轉矩逐漸減小而不對PWM控制模式下的振動減小控制施加任何負面影響的條件。只要滿足此條件，振動減小轉矩Δtr開始逐漸減小時的調制率MDR可被設定為任意值。
振動減小轉矩補正單元62用振動減小轉矩Δtr0乘以一根據(jù)調制率MDR大小的補正系數(shù)Km以計算最終振動減小轉矩Δtr。由此，隨著調制率MDR接近0.7，振動減小轉矩Δtr逐漸減小為零。
圖11是在振動減小轉矩補正之后的振動減小轉矩Δtr的波形圖。
參照圖11可見，通過用振動減小轉矩Δtr0乘以補正系數(shù)Km確定的振動減小轉矩Δtr顯示為隨著補正系數(shù)Km減小而逐漸減小，且當控制模式被切換時，振動減小轉矩Δtr基本為零。按照這種方式，消除振動減小轉矩Δtr0的階躍部分，經補正轉矩在控制模式被切換的過渡階段是連續(xù)的。
結果，交流電機M1的輸出轉矩在控制模式從PWM控制模式切換為過調制控制模式的過渡階段是連續(xù)的，由此減小車輛振動。
振動減小轉矩補正單元62將圖10所示示出補正系數(shù)Km與調制率MDR之間關系的圖表作為映像儲存。振動減小轉矩補正單元62從逆變器控制裝置502的控制模式設定單元74接收指示調制率MDR的信號MDR、選擇與此調制率MDR對應的補正系數(shù)Km并將振動減小轉矩Δtr0乘以所選定的補正系數(shù)Km。然后，振動減小轉矩補正單元62將相乘結果作為最終振動減小轉矩Δtr輸出給加算器64。
圖12是說明根據(jù)本發(fā)明第一實施例的電機驅動裝置100的振動減小控制的流程圖。
參照圖12，振動減小轉矩計算器60檢測電機轉數(shù)MRN(步驟S10)。轉數(shù)變動成分抽出單元602經由帶通濾波器執(zhí)行計算(步驟S11)，并從所檢測到的電機轉數(shù)MRN中抽出轉數(shù)變動成分ΔMRN(步驟S12)。
然后，振動減小轉矩確定單元603確定轉數(shù)變動成分ΔMRN的逆相成分，并將該逆相成分乘以預定系數(shù)kp以將該部分變換為轉矩。振動減小轉矩確定單元603確定所得到轉矩為振動減小轉矩Δtr0(步驟S13)。
此外，振動減小轉矩補正單元62根據(jù)交流電機M1的控制模式的切換對經確定的振動減小轉矩Δtr0進行補正。
具體地說，振動減小轉矩補正單元62從圖10所示映像中選擇與由來自振動減小模式設定單元74的信號MDR所指示的調制率MDR相對應的補正系數(shù)Km(步驟S14)。
然后，將振動減小轉矩Δtr0乘以所選定的補正系數(shù)Km，并確定乘積為最終振動減小轉矩Δtr(步驟S15)。將最終振動減小轉矩Δtr加上來自外部元件的轉矩指令值TR0，確定其和為最終轉矩指令值TR(步驟S16和S17)。
經確定的最終轉矩指令值TR從振動減小控制裝置501輸出以提供給逆變器控制裝置502的電機控制相電壓計算器70。基于最終轉矩指令值TR、電機旋轉電流MCRT和逆變器12的輸入電壓Vm，電機控制相電壓計算器70確定將施加給交流電機M1的三相線圈的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*。由電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*，控制模式設定單元74確定調制率MDR以根據(jù)該調制率給驅動信號產生器72輸出指示控制模式的信號MD?；谟尚盘朚D指示的控制模式，驅動信號產生器72由從電機控制相電壓計算器70輸出的電壓控制量Vu*，Vv*，Vw*生成驅動信號DRV。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，對于根據(jù)調制率來切換交流電機的控制模式的構造，可根據(jù)隨該調制率變化的補正系數(shù)來補正PWM控制模式下生成的振動減小轉矩。因此，當控制模式從PWM控制模式切換至過調制控制模式時，振動減小轉矩逐漸減小，這樣能夠防止輸出轉矩出現(xiàn)階躍部分。
第二實施例如上結合第一實施例所述的，本發(fā)明的振動減小控制裝置501基于電機轉數(shù)MRN的轉數(shù)變動成分ΔMRN的逆相成分生成振動減小轉矩Δtr。逆變器控制裝置502用振動減小轉矩Δtr加上外部提供的轉矩指令值TR0，且總和用作驅動交流電機M1的最終轉矩指令值TR。由此，能夠減小交流電機M1的輸出轉矩的振動，并實現(xiàn)舒適駕駛。尤其是，振動減小控制在任何促使車輛振動的情況下例如交流電機M1的轉矩指令值TR0突然變化的情況下有效。
然而，當車輛處于正常行駛狀態(tài)或者停止并且處于無載狀態(tài)時，輸出轉矩的任何微小變化將導致車輛的任何行為，由此振動減小控制裝置501生成的振動減小轉矩可能負面影響該車輛的性能。換句話說，如果即使在輸出轉矩的變化量小時也總是以相同的方式施加振動減小控制，那么會產生負面效果。
因此，在下述本發(fā)明的第二至第六實施例中，提出一種采用振動減小控制的方法，該方法更有效地執(zhí)行振動減小控制，從而獲取該振動減小控制的最大優(yōu)點。在以下實施例中，假定本發(fā)明的電機驅動裝置安裝在混合動力車上，以下給出對采用振動減小控制的方法的說明。
在混合動力車中，發(fā)動機ENG和兩個電動發(fā)電機(MG1，MG2)經由已知的行星齒輪相互連接。
電動發(fā)電機MG1與發(fā)動機ENG連接。電動發(fā)電機MG1用作由來自發(fā)動機ENG的轉動力生成交流電壓的發(fā)電機，也用作起動該發(fā)動機的電動機。電動發(fā)電機MG2是生成用于驅動混合動力車的驅動輪的轉矩(下文中也稱為驅動轉矩)的驅動電機。
在以下實施例中，電機驅動裝置包括直流電源、兩個分別用于驅動電動發(fā)電機MG1，MG2的逆變器以及控制裝置。
如同圖1所示逆變器12，兩個逆變器都由U相臂、V相臂以及W相臂組成。兩個逆變器基于來自控制裝置的驅動信號DRV將直流電壓變換為交流電壓以驅動各自的電動發(fā)電機MG1，MG2。
控制裝置包括兩個分別用于控制兩個逆變器的逆變器控制電路。每個逆變器控制電路都包括逆變器控制裝置。如同圖2所示逆變器控制裝置502，逆變器控制裝置接收電動發(fā)電機MG1(或MG2)的轉矩指令值TR1(或TR2)和電機轉數(shù)MRN1(或MRN2)、接收來自電壓傳感器的輸入電壓Vm和來自電流傳感器的電機電流MCRT1(或MCRT2)以及接收來自分解器的轉動角θn1(或θn2)，并基于它們生成用于驅動相關逆變器的NPN晶體管的驅動信號DRV1(或DRV2)。每個逆變器控制電路將所生成的驅動信號DRV1(或DRV2)輸出給相關逆變器。
尤其是，控制用于驅動本身是驅動電機的電動發(fā)電機MG2的逆變器的逆變器控制電路在構造上與圖2所示逆變器控制電路50相同，除逆變器控制裝置502之外，其還包括用于減小電動發(fā)電機MG2的輸出轉矩的振動的振動減小控制裝置501。
圖13A至13C是示出混合動力車的各個狀態(tài)的共線圖。以下描述每種車輛狀態(tài)。
圖13A是示出起動狀態(tài)的共線圖。參照圖13A，當電動發(fā)電機MG1的電機轉數(shù)MRN1和電動發(fā)電機MG2的電機轉數(shù)MRN2被設置成發(fā)動機ENG的發(fā)動機轉數(shù)MRNE位于兩者之間時，電機轉數(shù)MRN1、MRN2和發(fā)動機轉數(shù)MRNE位于直線LN1上。換句話說，電機轉數(shù)MRN1、MRN2和發(fā)動機轉數(shù)MRNE總是變化成位于直線上。
假定直線LN2上方的區(qū)域代表在動力或電動模式下驅動電動發(fā)電機MG1，MG2的區(qū)域，直線LN2下方的區(qū)域代表在再生或發(fā)電模式下驅動電動發(fā)電機MG1，MG2的區(qū)域。于是，當起動發(fā)動機ENG時，在動力模式下驅動電動發(fā)電機MG1，使電機轉數(shù)MRN1如圖13A所示從直線LN2上移一大程度。
此時，根據(jù)驅動條件，響應于起動發(fā)動機ENG的指令，有時在再生模式下驅動電動發(fā)電機MG2以起動發(fā)動機ENG。如果在給出起動發(fā)動機ENG的指令時以動力模式驅動電動發(fā)電機MG2以起動發(fā)動機，電機轉數(shù)MG2就相對于直線LN2上移。
因此，當電機轉數(shù)MRN1突然增大并且相應地驅動電動發(fā)電機MG1所需要的轉矩(轉矩指令值TR1)突然增大時，電動發(fā)電機MG2的驅動轉矩也突然變化。此時，若驅動轉矩的變化量大，電機轉數(shù)MRN2的轉數(shù)變動成分將增大至使車輛振動。
除起動以外的電動發(fā)電機MG1的轉矩指令值TR1突然改變的情況例子是處在正常行駛狀態(tài)的車輛加速的情況。在這種情況中，電機驅動裝置增大發(fā)動機轉數(shù)MRNE、在再生模式下操作電動發(fā)電機MG1并通過加上由所產生電力驅動的電動發(fā)電機MG2的驅動力來使車輛加速。此時在圖13A中，電機轉數(shù)MRN1下移一大程度，而電機轉數(shù)MRN2上移。
圖13B是示出發(fā)動機被起動狀態(tài)的共線圖。一旦利用電動發(fā)電機MG1起動，發(fā)動機ENG就在點火和噴射控制下被起動。當發(fā)動機ENG起動時，發(fā)動機轉數(shù)MRNE如圖13B所示相對于直線LN2上移一大程度。當發(fā)動機轉數(shù)MRNE突然增大時，發(fā)動機ENG所需要的發(fā)動機轉矩也突然增大。
隨著發(fā)動機轉數(shù)MRNE進一步增大，直線LN1作為整體相對于直線LN2上移，由此電機轉數(shù)MRN2也上移。
由于發(fā)動機ENG受到控制，對發(fā)動機ENG的燃料供應在行駛時的怠速狀態(tài)下停止(燃料切斷)。由于燃料供應停止，發(fā)動機轉數(shù)MRNE突然減小。結果，直線LN1下移且電動發(fā)電機MG2的電機轉數(shù)MRN2也下移。
因此，當發(fā)動機ENG所需要的發(fā)動機轉矩(轉矩指令值TE)出現(xiàn)突然變化時，電機轉數(shù)MRN2改變且電動發(fā)電機MG2的驅動轉矩的變化量增大。
圖13C是示出加速狀態(tài)的共線圖。當處在正常行駛狀態(tài)的車輛加速時，電機驅動裝置增大發(fā)動機轉數(shù)MRNE并利用電動發(fā)電機MG1產生的電能以動力模式驅動電動發(fā)電機MG2。因此，當電動發(fā)電機MG2的轉矩指令值TR2突然增大時，電機轉數(shù)MRN2上移。
在再生制動模式(未示出)下，電機驅動裝置以再生模式驅動電動發(fā)電機MG2以將所生成的電能供應給直流電源。此時，當轉矩指令值TR2突然變化時，電動發(fā)電機MG2的電機轉數(shù)MRN2下移。
這里，再生制動包括伴隨著在混合動力車的駕駛員踩踏腳制動器時引致的再生發(fā)電的制動以及伴隨著在該駕駛員釋放加速器踏板且不操作腳制動器時引致的再生發(fā)電的減速(或者停止加速)。
此外，電動發(fā)電機MG2的轉矩指令值TR2突然變化，除了以如上所述加速或者再生制動模式在諸如TRC(牽引力控制系統(tǒng))和車輛動態(tài)管理(VDM)系統(tǒng)一類的行駛控制下操縱車輛的情況以外。
從上可見，在與圖13A-13C所示共線圖相對應的車輛各種狀態(tài)下，與電動發(fā)電機MG1，MG2和發(fā)動機ENG之一有關的轉矩指令值TR1，TR2或TE突然改變，使得從電動發(fā)電機MG2輸出的驅動轉矩出現(xiàn)突然變化。驅動轉矩的突然變化導致電機轉數(shù)MRN2的波動。
于是，在本實施例中，當電動發(fā)電機MG2的驅動轉矩的變化量大時，電機驅動裝置執(zhí)行振動減小控制。具體地說，電機驅動裝置被構造用以在電動發(fā)電機MG1的轉矩指令值TR1的變化量ΔTR1超過一預定閾值、電動發(fā)電機MG2的轉矩指令值TR2的變化量ΔTR2超過一預定閾值以及發(fā)動機ENG的轉矩指令值TE的變化量ΔTE超過一預定閾值中的至少一種情況下執(zhí)行振動減小控制。這里，用于各個變化量ΔTR1，ΔTR2，ΔTE的預定閾值對應于在構成控制裝置的CPU以預定控制周期執(zhí)行PWM控制時可作為電機轉數(shù)的變動成分被檢測到的轉矩指令值的變化量ΔTR1，ΔTR2，ΔTE。
當所有轉矩指令值的變化量ΔTR1，ΔTR2，ΔTE都小于各自的相關預定閾值時，電機驅動裝置確定電動發(fā)電機MG2的驅動轉矩的變化量小并停止振動減小控制。由此，可防止振動減小控制不希望地惡化車輛性能。例如，當車輛處于正常行駛狀態(tài)或者停止并且處于無載狀態(tài)時，振動減小控制裝置502操作用以停止振動減小控制。具體地說，可通過將利用振動減小控制裝置501的振動減小轉矩補正單元62來與振動減小轉矩Δtr0相乘的補正系數(shù)Km設定為零或者通過阻止加算器執(zhí)行加算，停止振動減小控制。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，根據(jù)從驅動電機輸出的驅動轉矩的變化量的大小，執(zhí)行或停止振動減小控制。由此，能夠有效地執(zhí)行振動減小控制以增強該振動減小控制的效果。
第三實施例在上述第二實施例中，說明了在施加給驅動輪的驅動轉矩的變化量大的情況下采用振動減小控制的方法。
如結合圖13A-13C所述的，從電動發(fā)電機MG2輸出的驅動轉矩的變化量的大小根據(jù)車輛狀態(tài)而發(fā)生變化。
因此，在執(zhí)行振動減小控制時，可根據(jù)驅動轉矩的變化量改變振動減小轉矩的大小，以增強該振動減小控制的效果。
具體地說，當驅動轉矩的變化量較大時，振動減小控制裝置501的振動減小轉矩補正單元62通過使振動減小轉矩Δtr0乘以較大補正系數(shù)Km來進行補正。例如，當發(fā)動機起動時，為使發(fā)動機轉數(shù)MRNE能夠在短時間里經過發(fā)動機ENG的共振點，給電動發(fā)電機MG1施加大轉矩。換句話說，在圖13A所示共線圖中，電機轉數(shù)MRN1上移一大程度。相應地，使電機轉數(shù)MRN2下移的大作用力施加給電動發(fā)電機MG2且驅動轉矩的變化量急劇增大。在這種情況中，振動減小轉矩補正單元62通過使振動減小轉矩Δtr0乘以較大補正系數(shù)Km來進行補正，并基于補正的振動減小轉矩Δtr生成最終轉矩指令值TR。
相反，當驅動轉矩響應于加速器的開/關而發(fā)生變化時，與發(fā)動機起動狀態(tài)相比，較小力施加給電動發(fā)電機MG2。在這種情況中，振動減小轉矩補正單元62通過使振動減小轉矩Δtr0乘以較小補正系數(shù)Km來進行補正。
利用振動減小轉矩補正單元62根據(jù)在每個車輛中出現(xiàn)的力的變化分階段地設定補正系數(shù)Km。具體地說，根據(jù)力的大小設定多個補正系數(shù)Km，使該補正系數(shù)逐級增大?；蛘?，這樣設定補正系數(shù)Km，使該補正系數(shù)隨著如第二實施例中所示的轉矩指令值的變化量ΔTR1，ΔTR2，ΔTE增大而連續(xù)增大。
根據(jù)第三實施例，基于根據(jù)施加給電動發(fā)電機MG2的力的大小而發(fā)生變化的補正系數(shù)Km，生成振動減小轉矩Δtr。由此，與基于被固定為恒定值的補正系數(shù)來生成振動減小轉矩的情況相比，能夠更有效地減小車輛振動。
第四實施例如下所述，通過在電動發(fā)電機MG2的電機轉數(shù)MRN2出現(xiàn)變動的早期執(zhí)行振動減小控制以減小轉數(shù)變動，可增強該振動減小控制的效果。
圖14是說明根據(jù)本發(fā)明第四實施例的振動減小控制的時間圖。
參照圖14，電機轉數(shù)MRN2的電機轉數(shù)變動成分ΔMRN2在振動出現(xiàn)早期最大。其原因是用于促使振動的力在緊接開始振動之后最大。在振動出現(xiàn)早期達到最大之后，該力逐漸減小。
如圖14所示，振動減小控制裝置501響應于電機轉數(shù)MRN出現(xiàn)變動而執(zhí)行振動減小控制。具體地說，基于轉數(shù)變動成分ΔMRN2，振動減小控制裝置501生成振動減小轉矩Δtr0，并將該轉矩乘以補正系數(shù)Km以計算最終振動減小轉矩Δtr。
本實施例中，補正系數(shù)Km在緊接振動出現(xiàn)之后的一預定期間里被設定為較大值。該預定期間與轉數(shù)變動成分ΔMRN較大的期間相當并且與電機轉數(shù)變動成分ΔMRN的共振頻率帶的基本一個周期相當。
此外，在此預定期間之后，補正系數(shù)Km被設定為在正常振動減小控制下的值(例如1)。按照上述方式設定補正系數(shù)，因為如果補正系數(shù)在振動出現(xiàn)的整個期間內都被設定為較大值，那么在轉數(shù)變化小的時期會不希望地負面影響車輛性能。
根據(jù)本發(fā)明的第四實施例，在施加給驅動電機的力到達最大值的振動出現(xiàn)早期，生成較大振動減小轉矩，由此能夠在較短期間里衰減轉數(shù)變化并進一步增強振動減小控制的效果。
第五實施例如上結合第一實施例所述的，振動減小控制將驅動轉矩準確地設定為轉矩指令值，從而減小在過渡階段的控制變動。因此，作為交流電機M1的控制模式，采用控制響應性好的PWM控制。
通常，電機驅動裝置還包括連接在圖1所示直流電源B與逆變器12之間的升壓變換器。升壓變換器升高來自直流電源的直流電壓，使輸出電壓(對應于逆變器的輸入電壓Vm)到達目標電壓并將所得到電壓供應給逆變器。
這里為提高電機驅動裝置的系統(tǒng)效率，有效的是停止升壓變換器的升壓操作以減少該升壓變換器的功率損失。當升壓操作停止時，升壓變換器的輸出電壓Vm降低。因此，作為電動發(fā)電機MG1，MG2的控制模式，采用電壓利用率高的過調制控制或矩形波控制。
圖15示出當升壓變換器停止時電動發(fā)電機MG2的轉矩與電機轉數(shù)MRN2之間的關系。
如圖15所示，當升壓變換器停止時，采用過調制或矩形波控制的區(qū)域擴大(對應于圖15的區(qū)域RGN1)。由此，系統(tǒng)效率提高。然而，在與擴大區(qū)域相對應的區(qū)域RGN1，難以執(zhí)行振動減小控制。因此，如果電動發(fā)電機MG2的驅動轉矩在剛起動發(fā)動機時出現(xiàn)突然變化，車輛會發(fā)生大振動。
于是，在本實施例中，為同時實現(xiàn)提高系統(tǒng)效率與減小車輛振動，在伴隨有驅動轉矩出現(xiàn)大變動的發(fā)動機被起動的狀態(tài)下執(zhí)行升壓操作以增大逆變器的輸入電壓Vm。相應地，電動發(fā)電機MG2的控制模式改變到PWM控制，使逆變器控制電路40能夠執(zhí)行振動減小控制。相反，在發(fā)動機起動之后，升壓變換器停止以降低逆變器的輸入電壓。相應地，控制改變到具有高電壓利用率的過調制或矩形波控制以提高系統(tǒng)效率。
圖16示出當升壓變換器工作時電動發(fā)電機MG2的轉矩與電機轉數(shù)MRN2之間的關系。
參照圖16，當升壓變換器工作時，逆變器的輸入電壓Vm增大以擴大采用PWM控制的區(qū)域(對應于圖16中的RGN2)。在此區(qū)域RGN2中，能夠執(zhí)行振動減小控制并由此減小發(fā)動機起動時出現(xiàn)的車輛振動。
在本實施例中，利用以下方法之一增大逆變器的輸入電壓Vm。具體地說，可在監(jiān)測調制率的同時增大逆變器的輸入電壓Vm以不使交流電機M1的控制模式改變到過調制控制，或者可將升壓變換器的目標電壓維持在電機驅動裝置的最大電壓直至完成發(fā)動機起動。當采用任一方法時，對系統(tǒng)效率的影響僅僅是在用以起動發(fā)動機的指令與發(fā)動機起動完成之間的短期間內效率降低，因此在車輛實際行駛時對燃料經濟性基本上無影響。
根據(jù)本發(fā)明的第五實施例，當驅動轉矩的變化量較大時，PWM控制區(qū)域被擴大以擴大采用振動減小控制的區(qū)域。當驅動轉矩的變化量較小時，過調制控制或矩形波控制的區(qū)域被擴大。由此，能夠獲取高系統(tǒng)效率以及較好的行駛舒適性。
第六實施例如上結合第二至第五實施例所述的，當驅動轉矩的變化量較大時執(zhí)行振動減小控制，而當驅動轉矩的變化量小時停止振動減小控制。由此，能夠獲得振動減小控制的最大效果。
然而，當根據(jù)驅動轉矩的變化量在執(zhí)行振動減小控制的模式與停止振動減小控制的模式之間進行切換時，振動減小轉矩Δtr具有在進行切換時的不連續(xù)部分，該不連續(xù)部分是圖17頂部處的點劃線所示的區(qū)域。尤其是，當從執(zhí)行振動減小控制的模式切換為停止振動減小控制的模式且轉數(shù)變動成分ΔMR2仍然在電機轉數(shù)MRN2中時，因為振動減小轉矩Δtr從轉矩指令值TR2中突然移除，所以生成驅動轉矩的階躍部分，由此車輛性能惡化。
為消除振動減小轉矩Δtr的不連續(xù)部分，有必要使振動減小轉矩Δtr在模式從執(zhí)行振動減小控制改變到停止振動減小控制的過渡階段平滑衰減。
于是，本實施例中，在模式從執(zhí)行振動減小控制改變到停止振動減小控制的過渡階段，進行補正以使振動減小轉矩Δtr平滑地變?yōu)榱?。具體地說，圖8所示振動減小轉矩補正單元62進行補正，以在從控制要求的ON與OFF切換時間起的預定期間t內逐漸減小振動減小轉矩Δtr0。預定期間t與電機轉數(shù)MRN2的轉數(shù)變動成分ΔMRN2的共振頻率帶的基本一個周期相當。
圖18是補正系數(shù)Km的波形圖。
參照圖18，補正系數(shù)Km是在振動減小控制要求為ON的期間內的補正系數(shù)。在從振動減小控制要求由ON改變到OFF的時間(時間t0)起的預定期間t內，補正系數(shù)Km從1逐漸減小到0。
振動減小轉矩補正單元62將振動減小轉矩Δtr0乘以圖18中的補正系數(shù)Km以計算最終振動減小轉矩Δtr。如圖17的中間所示，所算得的振動減小轉矩Δtr從使振動減小控制要求為OFF的時間起的預定期間內逐漸減小，最終成為零。
根據(jù)本發(fā)明的第六實施例，在模式于執(zhí)行振動減小控制與停止振動減小控制之間變化的階段，振動減小轉矩逐漸減小，由此能夠阻止驅動轉矩出現(xiàn)階躍部分。
盡管已詳細說明并示出本發(fā)明，但應清楚認識的是，其僅是作為示意和示例而不作為限制，本發(fā)明的實質和范圍只通過所附權利要求書的條件來限定。
權利要求
1.一種電機驅動裝置(M1)，它包括驅動第一電機(M1)的第一驅動電路(12)；和控制所述第一驅動電路(12)以使所述第一電機(M1)根據(jù)要求轉矩輸出轉矩的驅動電路控制電路(40)，其中，所述驅動電路控制電路(40)包括用于根據(jù)所述第一驅動電路(12)的調制率在PWM控制模式、過調制控制模式與矩形波控制模式之間切換所述第一電機(M1)的控制模式的控制模式切換裝置，和振動減小控制裝置，它用于在所述第一電機(M1)的控制模式為所述PWM控制模式時生成用于減小從所述第一電機(M1)輸出的轉矩的振動的振動減小轉矩，并用所述振動減小轉矩加上所述要求轉矩以將所得到的和作為一新的要求轉矩來提供，所述控制模式切換裝置響應于所述第一驅動電路(12)的調制率超過第一預定值的事實將所述第一電機(M1)的控制模式從所述PWM控制模式切換為所述過調制控制模式，以及所述振動減小控制裝置在所述第一驅動電路的調制率從小于所述第一預定值的第二預定值變化到所述第一預定值的期間逐漸減小所述振動減小轉矩。
2.根據(jù)權利要求1所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述振動減小控制裝置包括用于基于所述第一電機(M1)的轉數(shù)的變動成分來生成所述振動減小轉矩的生成裝置；用所述生成的振動減小轉矩乘以一根據(jù)所述第一驅動電路(12)的調制率變化的第一補正系數(shù)來補正所述振動減小轉矩的第一補正裝置；以及用于用所述補正的振動減小轉矩加上所述要求轉矩以將所得到的和作為一新的要求轉矩來提供的加算裝置。
3.根據(jù)權利要求2所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第一補正系數(shù)隨著所述第一驅動電路(12)的調制率從所述第二預定值向所述第一預定值逐漸增大而逐漸減小。
4.根據(jù)權利要求3所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第一補正裝置具有將所述第一補正系數(shù)限定成隨著所述第一驅動電路(12)的調制率逐漸增大而逐漸減小的第一補正系數(shù)映像，并從所述第一補正系數(shù)映像中抽出與所述第一驅動電路(12)的調制率相對應的所述第一補正系數(shù)的值以補正所述振動減小轉矩。
5.根據(jù)權利要求2所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第一電機(M1)是生成作用在車輛的驅動輪上的驅動轉矩的電機，以及所述振動減小控制裝置還包括用所述生成的振動減小轉矩乘以一根據(jù)所述車輛的狀態(tài)而變化的第二補正系數(shù)來補正所述振動減小轉矩的第二補正裝置。
6.根據(jù)權利要求5所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述振動減小控制裝置還包括用于基于所述驅動轉矩的變化量來檢測所述車輛的狀態(tài)的車輛狀態(tài)檢測裝置，以及所述第二補正裝置用所述生成的振動減小轉矩乘以根據(jù)所述驅動轉矩的變化量而變化的所述第二補正系數(shù)來補正所述振動減小轉矩。
7.根據(jù)權利要求6所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第二補正系數(shù)在所述驅動轉矩的變化量超過預定值的條件下隨著所述驅動轉矩的變化量增大而增大。
8.根據(jù)權利要求7所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第二補正系數(shù)隨著所述驅動轉矩的變化量增大而分階段地或者連續(xù)地增大。
9.根據(jù)權利要求7所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第二補正系數(shù)在所述驅動轉矩的變化量為至多所述預定值時基本為零。
10.根據(jù)權利要求9所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第二補正系數(shù)在從所述驅動轉矩的變化量改變到至多所述預定值時的時間開始的一預定期間內逐漸減小。
11.根據(jù)權利要求7所述的電機驅動裝置，其特征在于，當所述驅動轉矩的變化量為至多所述預定值時，所述加算裝置在不執(zhí)行所述補正的振動減小轉矩與所述要求轉矩的所述加算的情況下將所述要求轉矩作為所述新的要求轉矩來提供。
12.根據(jù)權利要求6所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述第二補正系數(shù)在從所述驅動轉矩開始變化時的時間開始的一預定期間內被設定為一較大值，并且在所述預定期間之后被設定為一較小值。
13.根據(jù)權利要求12所述的電機驅動裝置，其特征在于，所述預定期間與所述第一電機(M1)的轉數(shù)的變動成分的共振頻率帶的基本一個周期的期間相當。
14.根據(jù)權利要求6所述的電機驅動裝置，其特征在于，它還包括驅動用于起動或停止內燃機的第二電機的第二驅動電路，其中，所述車輛狀態(tài)檢測裝置基于所述第一驅動電路(12)的要求轉矩、所述第二驅動電路的要求轉矩以及所述內燃機的要求轉矩的變化量中的至少一個來檢測所述驅動轉矩的變化量。
15.根據(jù)權利要求14所述的電機驅動裝置，其特征在于，它還包括執(zhí)行電源(B)與所述第一和第二驅動電路(12)之間的電壓變換的電壓變換器，其中，所述電壓變換器根據(jù)用以起動所述內燃機的指示而升高電源電壓，以使所述第一驅動電路(12)的調制率為至多所述第一預定值，以及所述控制模式切換裝置響應于所述第一驅動電路(12)的調制率改變到至多所述第一預定值的事實而將所述第一電機(M1)的控制模式切換為所述PWM控制模式。
全文摘要
本發(fā)明涉及對輸出轉矩具有振動減小控制功能的電機驅動裝置。在執(zhí)行PWM控制的同時執(zhí)行振動減小控制的條件下，生成相位與電機轉數(shù)變動成分相反的振動減小轉矩(Δtr)，并利用本身是該振動減小轉矩(Δtr)與轉矩指令值(TR0)的總和的最終轉矩指令值(TR)來驅動交流電機(M1)。在PWM控制模式被切換為過調制控制模式的過渡狀態(tài)下，經由用振動減小轉矩(Δtr0)乘以根據(jù)調制率變化的補正系數(shù)(Km)確定的振動減小轉矩(Δtr)隨著補正系數(shù)(Km)的減小而逐漸減小，并在控制模式被切換時基本變?yōu)榱?。由此，振動減小轉矩(Δtr)不具有在切換控制模式時出現(xiàn)在振動減小轉矩(Δtr0)中的任何階躍部分。因此，能夠減小交流電機的輸出轉矩的振動。
文檔編號B60L11/14GK1767370SQ20051010514
公開日2006年5月3日 申請日期2005年9月28日 優(yōu)先權日2004年10月7日
發(fā)明者矢口英明 申請人:豐田自動車株式會社