專利名稱：具有可預熱的電極的放電燈的具有抽運電路的電子鎮(zhèn)流器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種電子鎮(zhèn)流器，該鎮(zhèn)流器被設計用于驅動具有可預熱的電極的燈。
背景技術：
很久以來這種燈和鎮(zhèn)流器本身是公知的。在一組設備中采用所謂的PTC元件(具有明顯的正的溫度系數(shù)的電阻)，用于確定在重新啟動這種燈時的預熱時間。PTC元件在預熱期間通過電流來加熱，并且通過提高其電阻來結束預熱過程。
變換器的控制、尤其是其中應用的一個或多個開關晶體管的控制一方面可以通過反饋來實現(xiàn)，其中這稱為所謂的自激勵的變換器。另一方面也公知，在外部通過運行控制裝置來控制變換器，并且同時尤其是對變換器的工作頻率施加影響，例如用于在持續(xù)運行時的燈電流調節(jié)。
通常將鎮(zhèn)流器設計用于在交流電壓電源網上運行。整流器用于生成利用其來給變換器供電的中間回路直流電壓，該變換器又生成相對電網頻率更高頻率的供電功率，以驅動燈。
這種鎮(zhèn)流器的重要特性是從交流電壓電源網中汲取功率的方式。當整流器使中間回路存儲電容器充電時，當瞬時的電網電壓位于電容器電壓之上時，在沒有其它措施的情況下發(fā)生中間回路存儲電容器的沖擊式的充電過程。因此產生了電網電流諧波，并引起差的功率因數(shù)。
存在著用于改善功率因數(shù)的、也就是用于降低電網電流諧波的不同的可能性。電子鎮(zhèn)流器的相應的特性也部分地通過例如IEC1000-3-2的規(guī)范來調節(jié)。除了用于中間回路存儲電容器(或一般的主儲能器)從整流過的電網電壓中充電的特有的變換器之外，也考慮所謂的抽運電路。后者需要比較小的電路技術的工作量。
抽運電路的拓撲包含了，電網整流器通過至少一個電子抽運開關與中間回路存儲電容器相耦合。由此在電網整流器和電子抽運開關之間形成抽運節(jié)點。該抽運節(jié)點通過抽運網絡與變換器輸出相耦合。抽運網絡可以含有構件，這些構件同時可以被分配給用于將燈耦合到變換器輸出上的匹配網絡。抽運電路的原理在于，在變換器頻率的半周期期間，通過抽運節(jié)點從整流過的電網電壓中汲取能量，并且中間存儲在抽運網絡中。在隨后的半周期中，中間存儲的能量通過電子抽運開關輸送給中間回路存儲電容器。
在此之后，以變換器頻率的節(jié)拍從整流過的電源電壓中汲取能量。電子鎮(zhèn)流器一般含有濾波器電路，這些濾波器電路在變換器頻率的范圍內和在此之上抑制了電網電流的頻譜分量?？梢匀绱藖碓O計一個或多個抽運電路，以致電網電流諧波遵守所提及的規(guī)范或另外的要求。
此外，在涉及抽運電路方面請參閱現(xiàn)有技術、更確切地說尤其是同一申請人的申請DE 103 03 276.2和DE 103 03 277.0以及那里的引文。

發(fā)明內容
本發(fā)明所基于的技術問題在于，給出一種在燈電極的預熱方面、具有抽運電路的改進的電子鎮(zhèn)流器。
本發(fā)明集中于一種針對具有可預熱的電極的放電燈的電子鎮(zhèn)流器以及一種用于驅動燈的相應的方法，該鎮(zhèn)流器具有-交流電壓電源接線端，-連接在電源接線端上的整流器，-變換器，用于從電源接線端的通過整流器整流過的供電功率中生成針對放電燈的更高頻率的供電功率，-抽運電路，用于通過從交流電壓電源接線端中汲取能量來改善鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)，其特征在于，鎮(zhèn)流器含有預熱變壓器，該預熱變壓器被設計用于，在預熱階段期間，在點燃燈之前，以預熱功率來供電在次級側連接在該預熱變壓器上的可預熱的電極，其中該鎮(zhèn)流器被設計用于，在預熱期間以相對鎮(zhèn)流器的空載諧振頻率提高的頻率來驅動變換器，以便供電預熱變壓器的初級側。
在從屬權利要求中給出本發(fā)明的優(yōu)選的改進方案，并且以下還要詳細闡述。公開內容在此始終既涉及本發(fā)明的方法類別又涉及本發(fā)明的裝置類別。發(fā)明人從以下的基本思考出發(fā)，即抽運電路一如既往地是一種用于功率因數(shù)校正的因簡單和有效而有吸引力的可能性。
此外，本發(fā)明人還已經尋找一種解決方案，其中，代替PTC元件將運行控制裝置用于定義預熱階段。在此作為主要問題得出了，在加熱過程的范圍內取消了由PTC元件產生的能量消散。因此在預熱期間，必須另外消散由抽運電路所抽運的能量。已觀察到，抽運電路的抽運作用一般可以抽運比針對預熱電極所必需的更多的能量。在此，可能通過電壓上升到不允許的值而發(fā)生構件、尤其是中間回路存儲電容器的過載。
但是，這可以如此來防止，更確切地說以特別簡單而有效的方式通過頻率提高來降低抽運電路的抽運作用。本發(fā)明因此規(guī)定，在預熱期間應用與空載諧振頻率相比顯著更高的變換器頻率。
簡言之，有效的抽運作用隨著頻率的下降與以下的情況有關，即含有燈的諧振回路的諧振特性具有頻率依賴性，該頻率依賴性過補償容性抽運和感性抽運的頻率依賴性。在容性抽運電路中的有效的抽運功率近似地大致與頻率平方的倒數(shù)值成正比地下降，而在感性抽運電路中大致與頻率成反比地下降。
在預熱期間應用的頻率尤其可能位于空載諧振頻率的1.3倍之上，其中，頻率越來越優(yōu)選在1.4倍、1.5倍、1.6倍、1.7倍、1.8倍、1.9倍之上或約在2倍處或2倍以上，以便有意義地減小了相對運行的抽運作用。空載諧振頻率在此是沒有所連接的燈的燈回路的、通常這樣稱為的諧振頻率，該諧振頻率以一般已知的方式基本上從燈扼流圈電感和諧振電容器的電容中得出。
本發(fā)明最后規(guī)定了預熱變壓器，利用該預熱變壓器可以生成對于預熱足夠大的電流。此外，通過燈扼流圈的扼流作用還存在這種危險，即在優(yōu)選的相對高的預熱頻率處的電流變得太小，并且因此在電流(不是能量)方面不能達到足夠的預熱作用。因此根據(jù)本發(fā)明預熱頻率的提高首先違背足夠大的預熱電流的生成?？墒窃搯栴}可以通過所提及的預熱變壓器來消除。
因此總共可以實現(xiàn)，在利用具有抽運電路和沒有PTC元件的電子鎮(zhèn)流器來預熱時，應用如此高的變換器頻率，以致由變換器生成的預熱能量最高位于各自的燈電極的最大允許的預熱能量處。這種預熱能量例如可以根據(jù)按照IEC81或IEC901的能量控制的預熱來分配給每個燈電極。
此外，預熱變壓器提供了與電極的電位隔離，這在許多情況下同樣是有利的。
首先可以避免經常應用的PTC元件的缺點，這些PTC元件在相對短的電網間歇之后例如還是熱的和高阻的，以致然后實現(xiàn)沒有足夠預熱燈電極并因此有害的冷啟動。此外，PTC元件示出損耗，這些損耗一方面惡化了鎮(zhèn)流器的效率，而另一方面導致常常不期望的附加加熱，該附加加熱帶來涉及構件與焊接處的余熱和疲勞強度的相應較大的問題。此外，在現(xiàn)代化的燈(例如T5結構型號)中，首先在串聯(lián)電路中發(fā)生顯著的電壓負荷，該電壓負荷利用PTC元件同樣不再可毫無顧忌地來實現(xiàn)。最后，在預熱期間切斷抽運電路并且因此相應設計的開關以及尤其是耐壓的驅動器電路(“高邊驅動器(High SideDriver)”)的必要性就是多余的。
另一方面，在本發(fā)明的范圍內優(yōu)選裝設用于切斷預熱變壓器的開關。因此可以在預熱之后通過預熱回路避免任何其它的、甚至于還如此微小的能量消耗。首先，當應該驅動燈時，這是主要的，在這些燈中存在著涉及燈溫度的特別關鍵的要求，并且因此應該阻止(“斷開(cut off)”)例如由于在持續(xù)運行期間的小的殘余加熱電流引起的任何附加的熱量輸入。當這不是如此決定性的或者存在另一種用于阻止持續(xù)運行時的殘余加熱電流的可能性時，優(yōu)選地將本來存在的燈扼流圈用作預熱變壓器的初級繞組、也就是給燈扼流圈配備有以很小的費用可能實現(xiàn)的若干附加的繞組。至少減少持續(xù)運行時的殘余加熱電流的可能性例如在于，將電容器連接到預熱回路中、也就是連接在預熱變壓器的次級側上。在根據(jù)本發(fā)明提高的預熱頻率中，該電容器具有相對低的阻抗，并且因此不是很干擾性的，可是該電容器的阻抗在正常運行時通過頻率下降來提高。這種電容器也具有另外的優(yōu)點、也即直流阻斷。這可以例如在與在本發(fā)明范圍內未詳細討論的燈絲斷裂識別(Wendelbrucherkennung)的關系中是有意義的，在該燈絲斷裂識別中應用了燈電極的直流導電性。這里，預熱回路中的并聯(lián)的次級繞組可能干擾，但是通過電容器可能從直流方面來隔離。
一種其它的、可是在本發(fā)明的范圍內出于不同原因較少優(yōu)選的可能性在于，尤其是在預熱回路本身中充分利用了預熱頻率處的諧振?？墒峭ㄟ^由持續(xù)運行時的諧波來激勵諧振可能會出現(xiàn)問題，其中，也應注意，由變換器在持續(xù)運行時產生的電壓曲線通常不是正弦形的并且因此是富有諧波的。
優(yōu)選地，在本發(fā)明的鎮(zhèn)流器中裝設燈電流調節(jié)裝置或燈功率調節(jié)裝置，該燈電流調節(jié)裝置或燈功率調節(jié)裝置在燈持續(xù)運行時如此來改變變換器頻率，以致遵守某個額定值。這最后通過變換器頻率接近或遠離含有燈的燈諧振回路的諧振頻率來實現(xiàn)。
此外，本發(fā)明的優(yōu)選的改進方案規(guī)定電壓調節(jié)電路，該電壓調節(jié)電路用于通過鎮(zhèn)流器的變換器的頻率來調整燈諧振回路的起輝電壓。該電壓調節(jié)電路是有利的，因為在通過諧振激勵點燃時，由于燈諧振回路的品質而需要比較準確的頻率調整。調節(jié)電路現(xiàn)在可以將頻率與燈諧振回路的諧振特性相匹配或“跟隨”燈諧振回路的諧振特性，并且調節(jié)電路在此尤其是通過由頻率變化來限制起輝電壓而進行工作。
只要以前提及的燈電流調節(jié)電路或功率調節(jié)電路接入針對控制變換器的工作頻率的同一控制輸入，這兩者就可以與電壓調節(jié)電路組合。在此可以優(yōu)選地規(guī)定，一旦值得一提的燈電流流過、也就是燈已被點燃，電路就作為電流調節(jié)電路或功率調節(jié)電路(也就是持續(xù)運行調節(jié)電路)來起作用，而在另一種情況下電壓調節(jié)“有優(yōu)先權”。
此外，持續(xù)運行電路和電壓調節(jié)電路的所提及的組合可被設計用于，將燈電壓、從中導出的電位或另一個與此相關的量施加到持續(xù)運行調節(jié)電路的調節(jié)放大器或開關晶體管的輸入上。自然也可以滿足于，僅僅應用燈電壓或相關的量的時間上的分量。這具有以下的意義，即在預熱和啟動期間將持續(xù)運行調節(jié)電路去激活，直到燈已經被點燃并已達到其點火電壓時為止。預熱過程和點燃過程因此可以不受干擾地運行，并且僅僅在持續(xù)運行時采用持續(xù)運行調節(jié)電路。
此外優(yōu)選地在本來的預熱過程之后、也就是在達到燈電極的必要的溫度之后，比較快地向前進，以點燃。也即當在預熱頻率處開始的、然后出現(xiàn)的頻率下降太緩慢地實現(xiàn)時，即使在該過渡階段，通過抽運電路的過大的抽運作用可能發(fā)生開頭所提及的構件的過載。這里，最高10ms、優(yōu)選地低于8、6、4、2或1ms的過渡時間已經受考驗。按常規(guī)方式在這里更確切地說應用數(shù)量級為100ms的時間間隔。


以下借助實施例來詳細闡述本發(fā)明，其中如已經提及的那樣單個特征不僅對于裝置類別而且對于方法類別都具有意義，并且此外也以另外的組合可以是發(fā)明實質性的。
圖1a-b示出了第一本發(fā)明實施例的電路圖。出于位置原因，電路圖被劃分為圖1a和1b。以下對圖1的參考被理解為對各自的子圖1a或1b的參考。
圖2a-b示出了第二本發(fā)明實施例的電路圖。出于位置原因，電路圖2被劃分為圖2a和2b。以下對圖2的參考被理解為對各自的子圖2a或2b的參考。
圖3示出了用于定量表明第二實施例的實際的測量曲線。
圖4示出了用于定量表明第二實施例的實際的測量曲線。
具體實施例方式
圖1示出了第一實施例。左邊示出兩個電網電壓應連接在其上的接線端KL1-1和KL1-2。由兩個電容器C1和C2以及兩個用F11表示的耦合的線圈組成的濾波器將電網電壓接線端與由二極管D1-D4組成的全橋整流器相連接。抽運電路具有二極管D5-D8被計入其中的兩個抽運分支，整流過的電源電壓通過該抽運分支被施加到中間回路存儲電容器C6上，該中間回路存儲電容器C6在該圖中完全被示在右側。
中間回路存儲電容器C6給在這里構造為由兩個開關晶體管V1和V2所組成的半橋的變換器饋電。半橋晶體管V1和V2通過在其中間抽頭上的相應地反相計時來生成交流電位，該交流電位在整流器輸出的兩個電位之間振蕩。該交流電位通過燈扼流圈LD1和在本情況下為兩個放電燈LA1和LA2以及以下還要詳細闡述的測量變壓器TR1的串聯(lián)電路通過兩個耦合電容器C15、C16被連接到電源分支上。
圖1示出了，不僅電流可以流過燈LA1和LA2中的放電等離子體，而且預熱電流也可以流過上方的燈LA1的上方的電極、下方的燈LA2的下方的電極、燈LA1和燈LA2的兩個聯(lián)接的電極以及加熱變壓器TR2的各自的次級繞組。
為了遵守涉及電網電流諧波的有關規(guī)范、例如IEC 1000-3-2，在這里應用了具有兩個抽運分支的抽運電路，該抽運電路引起比較小的電路技術的工作量。在此，整流器原則上通過電子抽運開關D6/D8或D5/D7與主儲能器(中間回路存儲電容器C6)相耦合。位于一方面在二極管D5和D7之間以及另一方面在D6和D8之間的抽運節(jié)點，通過抽運網絡與還要詳述的變換器或逆變器的輸出相耦合。由此在逆變器頻率的半周期期間，通過抽運節(jié)點從電網電壓中汲取能量，并且中間存儲在抽運網絡中。在隨后的半周期中，中間存儲的能量通過電子抽運開關(這里為二極管D8和D7)被輸送給中間回路存儲電容器C6。因此以逆變器頻率的節(jié)拍從電網中汲取能量。所提及的濾波器元件抑制了高得多的頻譜分量，以致最后實現(xiàn)了準正弦形的電網電流消耗。
抽運電路的細節(jié)對于本發(fā)明是無關緊要的。在這里請參閱現(xiàn)有技術，和尤其是請參閱同一申請人的申請DE 103 03 276.2和DE 103 03277.0。主要的是，抽運分支可以隨著逆變器的每個周期將能量抽運到電路中，可是不能反饋。
除了已經提及的燈扼流圈LD1之外，燈諧振回路還具有諧振電容器C5和C9。
燈諧振回路首先用于通過接近諧振的激勵提高電壓。其次在點燃之后，燈諧振回路作為匹配網絡來起作用，該匹配網絡將逆變器的輸出阻抗轉變成適合于驅動放電燈的阻抗。
此外，燈諧振回路也作為抽運網絡來起作用。如果在已經提及的抽運節(jié)點上的電位低于瞬時的電網電壓，則抽運網絡從電網中汲取能量。在相反的情況下，將所吸收的能量輸出給中間回路電容器C6。其它的抽運作用從電容器C8出發(fā)。電容器C8作為用于減輕半橋晶體管V1和V2的開關負載(Schaltentlastung)的所謂的梯形電容器來起作用。第二抽運分支的抽運網絡由抽運扼流圈L1和抽運電容器C10的串聯(lián)電路來組成。
實施為MOSFET的半橋晶體管V1和V2在其柵極上通過例如型號為國際整流器IR2153的集成的驅動器開關電路來控制。該IC也含有用于控制“高”半橋晶體管V1的高邊驅動器。與此相關地裝設了二極管D9和電容器C4。
除了半橋晶體管V1和V2的驅動器電路之外，IC還含有振蕩器，通過接線端2和3(RT和CT)可以調整該振蕩器的頻率。根據(jù)RT和CT的頻率對應于半橋的最低工作頻率。將頻率確定的電阻R12連接在接線端2和3之間。將頻率確定的電容器C12和與其串聯(lián)的雙極性晶體管T3的發(fā)射極集電極跨距(Streck)連接在接線端3和用作參考電位的下方的電源分支之間。二極管D15與該發(fā)射極集電極跨距并聯(lián)，以便可以使C12充電和放電。通過在雙極性晶體管T3的基極接線端和參考電位之間的電壓可以調整半橋頻率，并且因此形成了調節(jié)回路的調節(jié)參數(shù)。由在圖1中較靠右邊示出的電路部分來控制雙極性晶體管T3的基極接線端。雙極性晶體管和IC以及所屬的布線因此形成了調節(jié)器。
IC和所屬布線的功能也可以由任意的電壓或電流控制的振蕩器電路來實現(xiàn)，該振蕩器電路通過驅動器電路來實現(xiàn)變換器晶體管的控制。此外，由在圖1中下方示出的運行控制裝置AS來控制所述的逆變器。
在實施例中，調節(jié)器將燈電流、也就是更準確地說放電電流作為調節(jié)參數(shù)來檢測。通過測量變壓器TR1來檢測該放電電流。通過兩個耦合電容器C15、C16中的一個或通過在測量電阻上檢測的其中的分量，可以實現(xiàn)其它已知的并也可應用的燈電流測量。全橋整流器GL將該電流整流并將其通過低阻的測量電阻R21D引導到參考電位上。通過由電阻R21和電容器C21組成的、用于形成平均值的低通濾波器，將在R21D上的電壓降輸入到運算放大器形式的非逆轉的測量放大器U2-A的輸入中。該測量放大器以已知的方式通過電阻R23-R25來布線，并且通過二極管D23將其輸出信號輸送給已經闡述的調節(jié)器輸入(調節(jié)參數(shù)節(jié)點)中。因此閉合了以前已稱作為持續(xù)運行調節(jié)電路的電流調節(jié)回路。在此，當在連接點LD1-D24上的電位足夠高時，二極管D23則將測量放大器U2-A的輸出與分壓器D24、C20、R20、D16、R11去耦合。在此根據(jù)本發(fā)明如此來設計電路裝置，以致在沒有放電電流的情況下二極管D23的陽極上的電位采納由運行控制裝置AS的輸出VCO通過二極管D11所規(guī)定的值，運行控制裝置AS因此確定了啟動頻率。
運行控制裝置AS因此通過輸出VCO預定位于兩倍的空載諧振頻率之上的頻率值。
因此利用預定的預熱頻率來驅動逆變器，并且相應地施加到預熱變壓器TR2的初級繞組A。相應的預熱電流因而流入次級繞組B、C和D中。
電容器C3在此用于將在中間回路存儲電容器C6上的電位之間的平均值電位調整為初級繞組A的右邊接線端的參考電位。
在由運行控制裝置AS預定的預熱時間之后，運行控制裝置AS在約1ms之內過渡到點燃模式，并且通過在燈諧振回路中的諧振提高來生成必要的起輝電壓。通過可經運行控制裝置AS的輸出PH控制的開關V3，可以在預熱之后簡單地切斷預熱回路，該開關V3與預熱變壓器TR2的初級繞組A串聯(lián)。因而阻止了預熱回路中的任何其它的能量消散，以及阻止了通過電極不必要地將熱輸入到燈LA1和LA2中。
由于跟隨在預熱之后的點燃階段對于半橋開關V1和V2以及燈諧振回路(LD1，C5，C9)是高負荷，所以在這里裝設了用于避免過高的起輝電壓的保護電路。但是該保護電路同時也形成了用于將起輝電壓調整到合適值的電壓調節(jié)電路。在燈扼流圈LD1的燈側接線端上的抑制二極管D24用于此。這里也可以應用金屬氧化物可變電阻或齊納二極管來代替抑制二極管。也就是涉及了閾值開關。此外也可以取消在這里處于高壓范圍中的閾值開關，并裝設了在低壓范圍中的、也就是在分析的范圍中的相應的閾值電路。這在這里未示出，但是對于專業(yè)人員毫無顧忌是清楚的。
通過電容器C20和電阻R20的串聯(lián)電路，在兩個二極管D16之間存在從某個閾值開始的燈電壓。左邊二極管的陽極是第二調節(jié)器輸入。電阻R20的值影響了以下要描述的對調節(jié)回路的干預作用的作用強度。
通過抑制二極管D24所量取(abgreifen)的燈電壓形成了對于在燈諧振回路中振蕩的無功能量和起輝電壓的量度。如果該電壓超出了抑制二極管D24的閾值，則提高了半橋頻率，并因此降低了在諧振回路中振蕩的無功能量，而另一方面減小了燈電壓。
抑制二極管D24的閾值的典型值位于例如250V。電壓調節(jié)電路于是在該電壓之上調節(jié)。
在點燃之后，燈電流流過，該燈電流將二極管D23的陽極上的電位提高到位于雙極性晶體管T3的工作范圍中的值上，并且因此閉合了(針對燈電流的)持續(xù)運行調節(jié)電路的調節(jié)回路。
另一方面，在位于抑制二極管D24的閾值之上的燈電壓的情況下，通過右邊的二極管D16提高了在該輸入上的電位，二極管D16在調節(jié)放大器U2-A的正輸入上控制電阻R22和R32之間的抽頭。因此，當實現(xiàn)點燃嘗試時，可以使持續(xù)運行調節(jié)電路失去功能。為了不允許在點燃期間的干擾，這是感興趣的。例如在所描述的實施例中，燈電流調節(jié)裝置、也就是持續(xù)運行調節(jié)電路以數(shù)量級為1ms的時間常數(shù)來工作。利用該調整，一方面充分地對明顯更快的變換器頻率進行濾波，而另一方面調節(jié)因此比存儲電容器C6上的中間回路電壓的100Hz調制還快約一個數(shù)量級，該中間回路電壓的100Hz調制由于整流過的電網電壓而是不可避免的。在惡劣的條件下，尤其是在較舊的燈中，可是超出1ms的點燃脈沖串可能是必要的，以便達到可靠的點燃。于是電流調節(jié)裝置的關斷因此是有利的。
通過將高的燈電壓的(負的)分量經過構件D24、C20、R20、D16施加到調節(jié)放大器U2-A的非逆變的輸入上，在此阻斷了持續(xù)運行調節(jié)電路，以致已經闡述的電壓調節(jié)電路保持可操作。
圖2示出了第二實施例，用于第一實施例的闡述在很大程度上適用于該第二實施例。對于完全一致的或相應的部分記入相同的參考符號。
區(qū)別如下為了簡化，這里合并了來自圖1中的燈扼流圈LD1和預熱變壓器TR2。因此預熱變壓器的初級繞組A對應于燈扼流圈LD1。此外，該預熱變壓器的功能保持不變，可是不再可關斷該預熱變壓器，也就是缺少了圖1中的開關V3和相應的控制輸出PH。由于統(tǒng)一了初級繞組和燈扼流圈，因此僅還能在次級側切斷預熱回路，由于所參與的電位和對必要的驅動器電路的相應的作用，這會是費事的。替代此地，單個預熱回路分別含有電容器C7、C11或C13。該電容器具有以下的已經較早描述的功能，即在持續(xù)運行時形成了比在預熱期間更高的阻抗。此外，對于這里未示出的通過直流導電性的燈絲斷裂識別，盡管有與電極并聯(lián)的次級繞組B、C和D，但是電容器C7、C11和C13還仍然具有直流隔離的優(yōu)點。此外，該最后提及的功能也可以在圖1的實施例中實現(xiàn)，其中，于是也可以應用二極管來代替電容器。
第一實施例具有完全切斷預熱回路的優(yōu)點，并且因此尤其適用于特別的效率優(yōu)化的燈，這些燈在其效率方面相對熱量輸入是敏感的。圖2的第二實施例是特別簡單而廉價的，因為事實上只需要三個電容器(這些電容器本來是可選的)和三個在燈扼流圈上的附加繞組。
借助第一實施例(圖1)應該用定量的數(shù)據(jù)來說明本發(fā)明。在該實施例中運行兩個36W的棒狀熒光燈，其中，如下來設計確定抽運作用的元件的參數(shù)LD1＝1mHL1＝1.8mHC5＝10nFC9＝14nFC10＝220nFC15＝C16＝100nF圖3利用陰影線填滿的面積(通道13)示出了持續(xù)運行時的實際以工作頻率振蕩的燈電流。在此，在50Hz時的230V電源電壓的額定條件下，燈電流具有約335mA的有效值。通道C、也就是黑色連續(xù)的線示出了在約47.3kHz的最小值和約61.5kHz的最大值之間擺動的工作頻率。該擺動來源于關于工作頻率的燈電流調節(jié)。燈電流的余下的擺動其中通過該調節(jié)裝置的時間常數(shù)來決定。
(由LD1和C9確定的)空載諧振頻率位于42.6kHz處，而(在700V的空載電壓時的)點火頻率約位于48kHz處。
圖4利用陰影線示出的通道B示出了在點燃過程的環(huán)境下的中間回路電壓UC6的曲線。預熱頻率在這里為98.5kHz，也就是多于兩倍的空載諧振頻率。
應很好地識別出，在從圖表中心的在通道C中示出的燈電流上可識別出的點燃之后，中間回路電壓UC6才超過電網電壓的峰值(約325V)，并且以前保持在該幅度之下。在圖4的通道C中的燈電流對應于圖3中的通道3。
權利要求
1.針對至少一個具有可預熱的電極的放電燈(LA1，LA2)的電子鎮(zhèn)流器，該鎮(zhèn)流器具有-交流電壓電源接線端(KL1-1，KL1-2)，-連接在所述電源接線端(KL1-1，KL1-2)上的整流器(D1-D4)，-變換器(V1，V2)，用于從所述電源接線端(KL1-1，KL1-2)的通過整流器(D1-D4)整流的供電功率中生成針對所述放電燈(LA1，LA2)的更高頻的供電功率，-至少一個抽運電路(D5/D7，D6/D8)，用于通過從所述交流電壓電源接線端(KL1-1，KL1-2)中的能量汲取來改善所述鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)，其特征在于，所述鎮(zhèn)流器含有預熱變壓器(TR2)，該預熱變壓器(TR2)被設計用于，在預熱階段期間，在點燃所述燈(LA1，LA2)之前，以預熱功率供電所述在次級側(B，C，D)連接在該預熱變壓器(TR2)上的可預熱的電極，其中，所述鎮(zhèn)流器被設計用于，在所述預熱期間，利用相對所述鎮(zhèn)流器的空載諧振頻率提高的頻率來驅動所述變換器(V1，V2)，以便供電所述預熱變壓器(TR2)的初級側(A)。
2.按權利要求1所述的鎮(zhèn)流器，其中，與所述預熱變壓器(TR2)串聯(lián)地裝設用于關斷所述預熱變壓器(TR2)的開關(V3)。
3.按權利要求1所述的鎮(zhèn)流器，其中，通過所述鎮(zhèn)流器的燈扼流圈(LD1)形成了所述預熱變壓器的初級繞組(A).
4.按權利要求2或3所述的鎮(zhèn)流器，其中，電容器(C7，C11，C13)被連接在所述預熱變壓器的次級側(B，C，D)和所述可預熱的電極中的一個之間。
5.按以上權利要求之一所述的鎮(zhèn)流器，其具有持續(xù)運行調節(jié)電路(TR1，GL，R21-R25，R21D，C21，U2-A，D23，T3，C4，D9，RT，CT，R12，C12，D15)，用于在燈持續(xù)運行時通過所述變換器(V1，V2)的工作頻率來調節(jié)燈電流或燈功率.
6.按以上權利要求之一所述的鎮(zhèn)流器，其具有電壓調節(jié)電路(D24，C20，R20，D16，C4，D9，RT，CT，R12，C12，T3，D15)，用于在點燃所述放電燈(LA1，LA2)時通過所述變換器(V1，V2)的工作頻率來調整燈諧振回路(LD1，C5，C9)的起輝電壓。
7.按以上權利要求之一所述的鎮(zhèn)流器，其中，用于控制所述變換器(V1，V2)的運行的運行控制裝置(AS)被設計用于，使得在最多10ms中可以進行從以相對持續(xù)運行頻率提高的變換器頻率來預熱的階段向點燃所述放電燈(LA1，LA2)的過渡。
8.用于借助具有交流電壓電源接線端(KL1-1，KL1-2)的電子鎮(zhèn)流器來驅動具有可預熱的電極的放電燈(LA1，LA2)的方法，該方法具有以下的步驟-對施加在所述交流電壓電源接線端(KL1-1，KL1-2)上的交流電壓進行整流，-借助變換器(V1，V2)從所述整流過的交流電壓電源功率中生成針對所述放電燈(LA1，LA2)的更高頻率的供電功率，其中，應用至少一個抽運電路(D5/D7，D6/D8)，以通過從所述交流電壓電源接線端(KL1-1，KL1-2)中的能量汲取來改善所述鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)，其特征在于，在預熱階段期間，在點燃所述燈(LA1，LA2)之前，借助預熱變壓器(TR2)的次級繞組(B，C，D)以預熱功率供電所述可預熱的電極，其中，在所述預熱期間，以相對所述鎮(zhèn)流器的空載諧振頻率提高的頻率來驅動所述變換器(V1，V2)，以便供電所述預熱變壓器(TR2)的初級側(A)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于改善功率因數(shù)的針對具有可預熱的電極的放電燈LA1、LA2的具有抽運電路D5/D7、D6/D8的電子鎮(zhèn)流器。在此，以相對持續(xù)運行提高的變換器頻率和借助預熱變壓器TR2來進行預熱。
文檔編號H05B41/06GK1750731SQ20051009950
公開日2006年3月22日 申請日期2005年9月13日 優(yōu)先權日2004年9月13日
發(fā)明者B·魯多爾夫 申請人:電燈專利信托有限公司