專利名稱：多級linc發(fā)射器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明有關于具有非線性組件的線性放大(Linear amplification w池 nonlinear components,以下簡稱LINC)發(fā)射器，特別有關于一種多級LINC發(fā) 射器。
背景技術：
為了延長移動手持設備的電池使用壽命，在無線行動通信系統(tǒng)中對電力使用的效率問題也變的愈來愈重要。具體而言，收發(fā)器最大的電力消耗元件 是具有非線性特性的功率放大器。然而，在對不等幅包絡信號(non-constant-envelope signals)進行調制時，卻要求功率放大器具有高線性。因此，在無線發(fā)射器中存在需要權衡線性與電源效率的問題。各種功率放大器線性化技術已經被用來改善無線發(fā)射器中線性與電源效 率所存在的問題。LINC技術可做為一種發(fā)射器架構用以增加無線發(fā)射器的線 性以及電源效率。由于需要處理精確信號并且需要對制造工藝變化不敏感， 數(shù)字UNC架構更適合當今的處理需求。圖1為現(xiàn)有LINC架構的方塊圖。請參考圖1， LINC 100的輸入信號S(t) 為不等幅包絡信號。信號分離器(signal separator" 10接收輸入信號S(t)并將其 分成兩個等幅包絡信號SI和S2。然后，功率放大器PAJ卩PA2分別將等幅包 絡信號SI和S2放大。由于非線性功率放大器可將等幅包絡信號線性放大， 在此架構中會使用兩個高功率的非線性功率放大器。最后，兩個放大后的信 號在功率合成器(power combiner)120處結合。這樣，在功率合成裝置的輸出 端可以得到線性放大信號。LINC系統(tǒng)的輸入信號S(t)為不等幅包絡信號，其中，A(t)表示信號的包絡，cp(t)表示信號的相位。圖2A為輸入信號S(t) 的相量示意圖。不等幅包絡信號S(t)被分離成等幅包絡信號S"t)和S2(t)，柳=會[，+ ，] =丄^ [一(伊(')+0(')) +以及，反相位角e(t)可以表示為r。Sl(t)和S2(t)均在一個半徑為ro的圓上，在現(xiàn)有的LINC發(fā)射器中，r0 是由系統(tǒng)設計者預先定義的一個縮放常數(shù)，由于輸入范圍的反余弦是[-l， 1]， 所以ro的選擇必須滿足以下公式r0 S max(雄))圖2B為信號經過放大后的相量示意圖。經過放大后的信號表示為G S"t) 和G S2(t)，其中G是功率放大器的電壓增益。兩個信號通過功率合成器結合以得到信號^^G'SW，信號^G^W是輸出信號S(t)的線性放大。由于反相 位角技術，LINC通過兩個高功率非線性放大器實現(xiàn)了線性放大。發(fā)明內容因此，需要提出解決無線發(fā)射器中存在的需要權衡線性與電源效率的問題。本發(fā)明提出一種多級LINC發(fā)射器，包括多級信號分離器，其包括多級 縮放器并將輸入信號轉換成相位信號；相位調制模塊，耦接至多級信號分離 器，接收相位信號；前置補償器，耦接至多級信號分離器，產生包絡信號； 混頻模塊，耦接至相位調制模塊以及前置補償器，產生中頻信號；上轉換器
模塊，耦接至混頻模塊，并將中頻信號上轉換成射頻頻率；以及射頻模塊， 包括多個功率放大器，功率放大器耦接至上轉換器模塊，以及功率合成器， 耦接至功率放大器。本發(fā)明還提出一種多級LINC發(fā)射器，包括多級信號分離器，其包括多 級縮放器并將輸入信號轉換成相位信號；前置補償器，耦接至多級信號分離 器，產生包絡信號；極坐標至IQ轉換模塊，耦接至多級信號分離器以及置補 償器；上轉換器模塊，耦接至極坐標至IQ轉換模塊；以及射頻模塊，包括多 個功率放大器，這些功率放大器耦接至上轉換器模塊，以及功率合成器，耦 接至這些功率放大器。本發(fā)明提供的多級LINC發(fā)射器可以在滿足線性要求的同時提高電源的 使用效率。


圖1為現(xiàn)有LINC架構的方塊圖。 圖2A為輸入信號S(t)及其成分放大之前的相量示意圖。 圖2B為輸入信號S(t)及其成分放大后的相量示意圖。 圖3為本發(fā)明實施例的多級LINC發(fā)射器的方塊圖。圖4A為單一級縮放技術的反相位角e(t)的相量示意圖。 圖4B為2級縮放技術的反相位角e，(t)的相量示意圖。圖5A與圖5B分別為多級縮放技術的反相位角的詳細相量示意圖以及概 括相量示意圖。圖6為WCDMA的包絡分布圖。圖7A至圖7C分別為本發(fā)明實施例的信號分離與放大的相量示意圖。 圖8A為滿足一限制條件所揭露的系統(tǒng)方塊圖。圖8B為功率放大器輸出的信號為Gw'^與多級包絡RN成比例的示意圖。 圖8C為功率放大器的轉換曲線圖。 圖8D顯示功率放大器的輸出信號與多級包絡RN成比例關系的曲線圖。圖9為本發(fā)明一實施例的多級縮放器的方塊圖。圖IO為本發(fā)明另一實施例的多級LINC發(fā)射器的方塊圖。
具體實施方式
圖3為本發(fā)明實施例多級LINC發(fā)射器的方塊圖。請參考圖3，多級LINC 發(fā)射器300包括多級信號分離器(multilevel signal component separator" 10，相 位調制模塊320，混頻模塊340，上轉換器模塊(up-converter block)350，前置 補償器360以及射頻(RF)模塊330。多級信號分離器310包括極坐標轉換器 (polar converter)311，多級縮放器(multilevel scaler)313耦接至極坐標轉換器 311，反余弦模塊(inversecosinemodule)315耦接至多級縮放器313，以及相位 計算器(phasecalculator)317耦接至極坐標轉換器311和反余弦模塊315。極坐 標轉換器311接收輸入信號S(t)并將其轉換成極坐標形式。然后，輸入信號 S(t)的包絡A(t)通過多級縮放器313處理，并且反余弦模塊315生成反相位角e，(t)。然后，相位計算器3i7生成相位信號cp(t)+e'(t)和(p(t)-e，(t)。具體而 言，多級信號分離器310將輸入信號s(t)轉換成相位信號(p(t)+e'(t)和cp(t)-e，(t)。相位調制模塊320包括兩個耦接至多級信號分離器310的相位調 制器321、 322。前置補償器360耦接至多級縮放器313和相位計算器317。 混頻模塊340包括兩個混頻器341、 342，分別耦接至對應的相位調制器321 、 322并且共同耦接至前置補償器360。上轉換器模塊350包括兩個上轉換器 351、 352，分別耦接至對應的混頻器341、 342。上轉換器模塊一般可由調制 器或混頻器來實現(xiàn)。射頻模塊330包括多個耦接至上轉換器模塊350的功率 放大器(PA)331以及耦接至功率放大器331的功率合成器333。在本發(fā)明一實施例中LINC發(fā)射器可采用威爾金森功率合成器(wilkinscm power combiner)，然其并非用以限定本發(fā)明。其它功率合成器如無損威爾金 森功率合成器(lossless Wilkinson power combiner)、奇里卡華反相位合成器 (Chireix-outphasing combiner)或者其它類似者均適用于本發(fā)明。對于威爾金森功率合成器來說，效率系數(shù)T!(t)可以定義為 "(0 = cos2,反相位角e(t)可以表示為柳,-'(壟)需要注意的是，e(t)值與T!(t)值成反比。當反相位角e(t)由前面的公式所替換后，效率系數(shù)T!(t)則可以表示為-柳=l ro 〉這樣一來，為了利用威爾金森功率合成器的功率高效性，r。的值必須接近 但不小于包絡A(t)的最大值。請參考圖3，相較于現(xiàn)有使用單一級ro的縮放技術來說，多級縮放器313 降低反相位角e(t)的值以獲得較高效率的威爾金森功率合成器的功率。圖4A為單一級縮放技術的反相位角e(t)的相量示意圖，圖4B為2級縮放技術的反相位角e'(t)的相量示意圖。在此實施例中，當包絡A(t)比ro要小的多的時候， 多級縮放器使縮放系數(shù)從ro調整為n，在圖4B中反相位角e，(t)比圖4A中的 單一級反相位角e(t)要小的多。這樣一來可利用多級縮放技術來增強威爾金森 功率合成器的效率。如圖5A所示，多級縮放技術中的級數(shù)可以為N，而在圖 5B中，Rw為級數(shù)的一般表達式，其中其中 =G， "Q=max0^))，則在多級縮放技術中對反相位角e'(t)的可表 示為昨)-cos-1(，)為了使威爾金森功率合成器的效率最大化，由于LINC發(fā)射器中需要使用 多級縮放系數(shù)，所以每一級rk的最佳系數(shù)需要預先確定。威爾金森功率合成 器的效率公式則可以表達為-7(0 =<formula>formula see original document page 9</formula>圖6為WCDMA的包絡分布圖，其中包絡A(t)是概率函數(shù)。為了獲得效 率系數(shù)T!(t)的期望值，如圖6所示，包絡A(t)可以被分成多個區(qū)域，這樣便可 通過每個區(qū)域的期望值來得到E(T!(t)) 。 E("(t))的計算公式為輛=z r"竭)，<formula>formula see original document page 9</formula> ，其中p(A(t))是A(t)的概率密度函數(shù)，R是第K級的縮放系數(shù)，N為縮放級數(shù)，以及max(A(t))為輸入信號包絡的最大值。 為了使威爾金森功率合成器的效率最大化，對E(《t))進行微分，使得 巡(7(f)) ， 0戰(zhàn)" ，其中k-0， 1,…,N。這樣便可獲得最優(yōu)選的RN集合。通過最優(yōu)選 的多級包絡Rw集合，多級縮放便可使Rw動態(tài)地接近但是不低于包絡A(t)。 當通過使用多級縮放技術增加合成器的效率時，輸入信號可以被分離成兩個包含多級包絡Rw的信號，這種做法可以表示為()—2 4 }。 取代分裂輸入信號至量級I^，參數(shù)Mw用于表示信號包絡。請參考圖7A，利 用RN以將輸入信號S(t)的包絡信息轉換成小反相位角0'(t)。在圖7B中，MN 為信號的量級(magnitude)。多級方法將輸入信號S(t)分離成兩個中頻 (intermediate signal)信號Si'(t)以及S2'(t)，其量級為MN而不是I^。此時信號 可以表示為"0 = Mw 以<formula>formula see original document page 9</formula>通過此量級Mn以及多級縮放級數(shù)便可以得到較高功率的功率放大器。當輸入信號分離后，兩上轉換器分別將信號S,，(t)和S2，(t)轉換到射頻(RF)頻帶。經過上轉換后的信號可以表示為Sm,^M,cos("."柳+ 0仰以及sM2(0=Mw.c。s( w+ 0)，圖7C為信號經過放大后的示意圖，放大后的信號 可以表示為GN. S^(t)以及GN. SM2(t),其中當RN-rk，且k-O，l，……N-l時， GN =gk。 GN為功率放大器的增益，其對應于不同的輸入包絡RN。然后，在LINC系統(tǒng)中的兩個合成后的信號輸出為-S。w W = ^. Gw .Mw cos，' cos(奴+柳=V Dcos(扭+及w為了實現(xiàn)線性放大，輸出信號S。ut應該是乘積々C^^;N^柳的常數(shù)。只W.Gw'Afw ，k要滿足 "w 一 ，就可以實現(xiàn)高線性。圖8A為滿足此限制條件所揭露的 系統(tǒng)方塊圖。其中此系統(tǒng)包含前置補償器810，接收多級包絡RN并產生包絡 信號Mn,以及功率放大器820，耦接至前置補償器810。功率放大器(PA)820 輸出的信號為^'^，如圖8B所示，Gw'^與多級包絡Rn成比例。如果功 率放大器820輸出的信號Gw'^w與多級包絡Rn成比例，則高線性多級LINC 發(fā)射器便可實現(xiàn)。圖8C為功率放大器的轉換曲線圖。圖9為本發(fā)明一實施例的多級縮放器的方塊圖。請同時參閱圖3與圖9， 多級縮^C器313包括切割器(slicer)510以及耦接至切割器510的只讀存儲器 530。切割器510用于選擇并輸出特定的i"k至反余弦模塊315。優(yōu)選地，切割 器510包括比較器(compamtor)(圖未示)。比較器確定包絡A(t)的范圍以及 根據(jù)包絡A(t)的范圍選擇fk。只讀存儲器530儲存可滿足圖8D中的曲線對應 關系的最佳Rw集合。圖8D顯示功率放大器的輸出信號與RN成比例關系的曲 線圖。圖10為本發(fā)明另一實施例的多級LINC發(fā)射器的方塊圖。多級LINC發(fā) 射器900包括多級信號分離器910，前置補償器950，極坐標至IQ轉換模塊 (polartoIQ converter block)920，上轉換器模塊940以及射頻模塊930。多級信 號分離器910包括極坐標轉換器911，耦接至極坐標轉換器911的多級縮放器 913，耦接至多級縮放器913的反余弦模塊915，以及相位計算器917，其耦 接至極坐標轉換器911以及反余弦模塊915。極坐標轉換器911接收輸入信號 S(t)并將其轉換成極坐標形式cp(t)。然后，包絡A(t)由多級縮放器913進行縮 放，反余弦模塊915產生反相位角e，(t)。然后，相位計算器917產生相位信
號cp(t)+e，(t)和cp(t)-e，(t)。換句話說，多級信號分離器9io將輸入信號s(t)轉換成相位信號cp(t)+9，(t)以及cp(t)-e，(t)。前置補償器950耦接至多級縮放器913 并產生包絡信號MN。極坐標至IQ轉換模塊920包括兩個極坐標至IQ轉換器921、 922。相位信號v(t)+e，(t)和v(t)-e，(t)以及包絡信號MN被轉換成直角坐標系。上轉換器模塊940包括兩個上轉換器941、 942，分別耦接至對應的極 坐標至IQ轉換器921、 922。射頻模塊930包括耦接至上轉換器模塊940的多 個功率放大器(PA)931，以及耦接至功率放大器931的功率合成器933。圖10 中的多級LINC發(fā)射器的具體操作與圖3的描述相似，在此不再贅述。
權利要求
1.一種多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，包括多級信號分離器，包括多級縮放器并將輸入信號轉換成相位信號；相位調制模塊，耦接至所述的多級信號分離器，接收所述的相位信號；前置補償器，耦接至所述的多級信號分離器，產生包絡信號；混頻模塊，耦接至所述的相位調制模塊以及所述的前置補償器，產生中頻信號；上轉換器模塊，耦接至所述的混頻模塊，并將所述的中頻信號上轉換為射頻頻帶；以及射頻模塊，包括多個功率放大器，所述的多個功率放大器耦接至所述的上轉換器模塊，以及功率合成器，耦接至所述的多個功率放大器。
2. 根據(jù)權利要求1所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的多級縮放器包括切割器以及只讀存儲器，所述的只讀存儲器 耦接至所述的切割器。
3. 根據(jù)權利要求2所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的切割器包括比較器。
4. 根據(jù)權利要求1所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的功率合成器為威爾金森功率合成器。
5. 根據(jù)權利要求1所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的多級信號分離器還包括極坐標轉換器，耦接至所述的多級縮放器，接收所述的輸入信號； 反余弦模塊，耦接至所述的多級縮放器；以及相位計算器，耦接至所述的極坐標轉換器和所述的反余弦模塊，產生所 述的相位信號。
6. 根據(jù)權利要求1所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的上轉換器模塊包括多個混頻器或調制器。
7. —種多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，包括 多級信號分離器，包括多級縮放器并將輸入信號轉換成相位信號； 前置補償器，耦接至所述的多級信號分離器，產生包絡信號； 極坐標至IQ轉換模塊，耦接至所述的多級信號分離器以及所述的置補償器；上轉換器模塊，耦接至所述的極坐標至IQ轉換模塊；以及 射頻模塊，包括多個功率放大器，所述的多個功率放大器耦接至所述的 上轉換器模塊，以及功率合成器，耦接至所述的多個功率放大器。
8. 根據(jù)權利要求7所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的多級縮放器包括切割器以及只讀存儲器，所述的只讀存儲器 耦接至所述的切割器。
9. 根據(jù)權利要求8所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的切割器包括比較器。
10. 根據(jù)權利要求7所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的功率合成器為威爾金森功率合成器。
11. 根據(jù)權利要求7所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的多級信號分離器還包括-極坐標轉換器，接至所述的多級縮放器，接收所述的輸入信號； 反余弦模塊，耦接至所述的多級縮放器，以及相位計算器，耦接至所述的極坐標轉換器和所述的反余弦模塊，產生所 述的相位信號。
12. 根據(jù)權利要求7所述的多級具有非線性組件的線性放大發(fā)射器，其特 征在于，所述的上轉換器模塊包括多個混頻器或調制器。
全文摘要
一種多級LINC(Linear amplification with nonlinear components，具有非線性組件的線性)發(fā)射器，包括多級信號分離器，其包括多級縮放器并將輸入信號轉換成相位信號；相位調制模塊，耦接至多級信號分離器，接收相位信號；前置補償器，耦接至多級信號分離器，產生包絡信號；混頻模塊，耦接至相位調制模塊以及前置補償器，產生中頻信號；上轉換器模塊，耦接至混頻模塊，并將中頻信號上轉換成射頻頻率；以及射頻模塊，包括多個功率放大器，功率放大器耦接至上轉換器模塊，以及功率合成器耦接至功率放大器。本發(fā)明提供的多級LINC發(fā)射器可以在滿足線性要求的同時提高電源的使用效率。
文檔編號H04B1/04GK101110595SQ200710136160
公開日2008年1月23日 申請日期2007年7月19日 優(yōu)先權日2006年7月21日
發(fā)明者吳安宇, 鄭凱元, 陳圓覺 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司;汪重光