專利名稱：自適應(yīng)均衡電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用數(shù)字電路實現(xiàn)的自適應(yīng)均衡電路，特別是涉及適于均衡非線性信號，在從以高密度記錄的記錄媒體再生信號時，以使具有非線性畸變的再生信號的均衡誤差最小的方式對高階部分響應(yīng)進行均衡，使再生信號的特性改進的自適應(yīng)均衡電路。
背景技術(shù)：
在針對記錄媒體的記錄再生裝置中，對于具有非線性畸變的波形，通過檢測非線性畸變，藉助均衡器進行校正予以消除的方式及對最佳譯碼的宏塊系列電平進行操作的方式，在不受非線性畸變的影響的情況下進行數(shù)據(jù)的再生。
也即在記錄再生裝置中，在再生信號具有非線性畸變的波形中，采用從再生的信號推定波形畸變而決定均衡器的特性的所謂的自適應(yīng)均衡的方法。這是一種使均衡處理后的電平及再生信號本來應(yīng)該具有的電平的平方誤差最小的濾波器系數(shù)最優(yōu)化方法。
另外，在記錄媒體的記錄再生的再生信號的均衡中，為抑制再生信號特性的高頻帶分量中的強調(diào)，防止由于噪音引起的出錯率的增加，采用部分響應(yīng)均衡。
這一所謂的部分響應(yīng)均衡，是通過對信號中的編碼之間的干涉量進行適當(dāng)?shù)牟僮鱽砟M地進行多值判斷，也可以代之以稱為對信號功率進行頻率限制的方式。
也即通過對欲均衡信號和將其延遲的信號重疊，很容易顯現(xiàn)多值的電平，將其通過以Viterbi譯碼器等進行概率計算而譯碼，由此可不使用信號的高頻分量而檢測信號的電平。
進行這種部分響應(yīng)均衡的現(xiàn)有的均衡器，比如在與光磁記錄媒體的記錄凹坑的端部相當(dāng)?shù)牟糠郑蚺c垂直磁化方向的反轉(zhuǎn)部分相當(dāng)?shù)牟糠值脑偕盘栞斎氲骄馄鞯膱龊?，具有將其均衡為均衡目?biāo)值的特性。因此，在波形振幅的編碼連續(xù)的部分中，除去其兩端部，不進行向均衡目標(biāo)值的強制均衡，由于可避免將包含再生信號的高頻分量強調(diào)到不需要的程度，所以可抑制在均衡器的輸入信號中所包含的噪聲傳輸給均衡器的輸出信號。
另外，在再生信號的特性變動的場合，如對均衡器進行自適應(yīng)控制，可保持均衡器的輸出信號的SN比(信噪比)。
此均衡器，在光盤的再生波形中，只使用對于編碼反轉(zhuǎn)區(qū)間的均衡器輸出作為控制均衡器的抽頭系數(shù)的信號，對抽頭系數(shù)進行自適應(yīng)控制以便對均衡輸出完成部分響應(yīng)均衡。
在圖2中示出這種現(xiàn)有的均衡器的構(gòu)成的一例。
圖2的自適應(yīng)型均衡器，比如，在日本專利特開平8-153370號公報中所公開的裝置，是檢測與再生信號的凹坑端部或垂直磁性記錄的磁化方向的反轉(zhuǎn)部分相當(dāng)?shù)奈恢茫谠撐恢眠M行向既定的基準(zhǔn)振幅{-1，0，+1｝的均衡。不規(guī)定與其以外的位置相當(dāng)?shù)幕鶞?zhǔn)振幅。
此均衡器具有“+1”，“0”，“-1”等3個值作為基準(zhǔn)振幅。在同一圖中，27是用于輸入應(yīng)進行波形均衡的的信號的輸入端子，12a、12b、12c是以此順序互相串聯(lián)的對各個輸入信號分別各延遲一個單位時間T的延遲裝置，延遲裝置12a從輸入端子27輸入信號。另外，25a、25b、25c是將各個延遲裝置12a、12b、12c的輸出信號和后述的開關(guān)24的輸出信號取相關(guān)性的相關(guān)器，26a、26b、26c是將各個相關(guān)器25a、25b、25c的輸出信號進行積分的積分器。
另外，20是橫向型均衡電路，在此橫向型均衡電路20中，12d、12e是以此順序互相串聯(lián)的對各個輸入信號分別各延遲一個單位時間T的延遲裝置，延遲裝置12d從輸入端子27輸入信號。另外，16a、16b、16c是作為將各個積分器26a、26b、26c的輸出信號作為控制輸入、將延遲裝置12d的輸入信號、延遲裝置12d的輸出信號、延遲裝置12d的輸出信號輸入的乘法器的緩沖器，14a是將緩沖器16a、16b的輸出信號相加的加法器、14b是將加法器14a及緩沖器16c的輸出信號相加的加法器。
另外，28是加法器14b的輸出信號、即用來輸出經(jīng)過此自適應(yīng)均衡器對波形進行均衡的的信號的輸出端子，21是用來對輸出端子28的信號R進行三值判斷的三值判斷電路，22是根據(jù)此三值判斷電路21的輸出信號生成具有基準(zhǔn)振幅的信號D的基準(zhǔn)振幅發(fā)生電路，17是從此基準(zhǔn)振幅發(fā)生電路22的輸出信號D減去輸出端子28的信號R的減法器，29是將從此減法器17輸出的誤差信號E1延遲1單位時間T的延遲裝置，24是將此延遲裝置29的輸出切斷，生成誤差信號E2并將其輸出到相關(guān)器25a、25b、25c的開關(guān)，23是輸出根據(jù)三值判斷電路21的輸出來控制開關(guān)24的選擇信號S的誤差信號選擇電路。
下面對動作予以說明。從橫向型均衡電路20的輸出信號R由三值判斷電路21進行三值判斷的信號由基準(zhǔn)振幅發(fā)生電路22變換為具有基準(zhǔn)振幅的三值信號D。輸出信號R與三值信號D一起輸入到減法器17，取出輸出誤差信號E1。
誤差信號選擇電路23，從三值判斷電路21的輸出信號抽出有效誤差信號輸出的定時，輸出選擇信號。開關(guān)24根據(jù)選擇信號S動作，其作用是只將有效誤差信號作為參照誤差信號E2送往相關(guān)器25。在選擇信號S為有效的場合，開關(guān)24閉合，相關(guān)器的輸入E2與E1相等。其結(jié)果，橫向型均衡電路20的抽頭系數(shù)由參照誤差信號E2和來自輸入端子27的輸入信號的相關(guān)性進行自適應(yīng)控制。
另一方面，在選擇信號S為無效的場合，開關(guān)24打開，輸入到各相關(guān)器25的參照誤差信號E2為0，所以橫向型均衡電路20的乘法器16的抽頭系數(shù)的值不改變。
三值判斷電路21的輸出信號有兩個，假設(shè)是T1和T2。
三值判斷電路21的輸出信號T1和T2，根據(jù)輸入R的電平可取T1，T2都為非有效狀態(tài)，只有T1為有效狀態(tài)，以及T1，T2都為有效狀態(tài)的三種狀態(tài)。基準(zhǔn)振幅發(fā)生電路22，根據(jù)三值判斷電路的輸出信號T1和T2的各狀態(tài)生成成為基準(zhǔn)振幅的三值信號D。
在誤差信號選擇電路23中，判斷是否是使用誤差信號E1作為參照誤差信號E2。在三值判斷電路21的輸出信號T1三次以上連續(xù)成為非有效的場合，或是在三值判斷電路21的輸出信號T2三次以上連續(xù)成為有效的場合，由于從參照誤差除外誤差信號E1，開關(guān)24的選擇信號S成為非有效。
在此構(gòu)成中，由于在誤差信號選擇電路23中有單位時間T的時間延遲，在圖2中，在減法器17和開關(guān)24之間必須設(shè)置延遲裝置29。另外，與此同時，輸入到相關(guān)器25的均衡器的輸入信號的延遲量也多了一個時間T。
作為示例，考慮對均衡器特性進行自適應(yīng)控制的結(jié)果得到的均衡特性，以便使在伴隨著高記錄密度化的再生信號振幅的降低的場合的光學(xué)記錄中，只對記錄凹坑的端部，均衡器輸出值和PR(1，1)(這意味著在進行部分響應(yīng)處理時，對原信號及將其延遲一個單位時間的信號分別進行“1”的加權(quán))的三個均衡目標(biāo)值{-1，0，+1｝的任何一個的差值的平方變得最小。
在此場合，均衡器的均衡目標(biāo)值為三值，在均衡器輸出中，在均衡目標(biāo)值以外，會在比其更大的電平中出現(xiàn)兩個值，均衡器輸出集中分布在合計五值的均衡目標(biāo)值。
另外，作為另外一個示例，確定均衡目標(biāo)值為{±1｝，在對均衡器特性進行自適應(yīng)控制以便只對記錄凹坑的端部使與二值的差最小的場合，在均衡器輸出中，在二值以外，會集中出現(xiàn)另外兩個值，基準(zhǔn)振幅成為4值。
這樣，由于將再生信號均衡為不一定與部分響應(yīng)特性的基準(zhǔn)振幅相同的五值或4值的基準(zhǔn)振幅，雖然可以采用低階的部分響應(yīng)方式，但實際上是進行均衡而采用高階的部分響應(yīng)。因此，與一般的PR(1，1)均衡器相比較，再生信號的高頻分量的增益降低。由于這種頻率特性，在高密度記錄時，可高效地抽出偏向低頻的再生信號功率，由于可無須強調(diào)地除去高頻噪聲，所以可改善均衡器輸出的出錯率。
于是，在其后接著在使均衡器輸出變成輸入信號的Viterbi譯碼器等最佳譯碼器中，通過利用均衡器輸出作為基準(zhǔn)振幅來對宏塊系列電平進行操作，力求改善出錯率，復(fù)原記錄數(shù)據(jù)。
此外，利用橫向濾波器的均衡，由于本來是以除去線性畸變?yōu)槟康?，所以只由線性畸變構(gòu)成的波形畸變，可利用橫向濾波器進行均衡，從再生信號中有效地除去。然而，存在利用信號波形難以將波形畸變有效地除去的場合。
比如，如圖6所示的磁性記錄的再生波形60，在再生波形中存在非對稱性的情況就與此相當(dāng)，在這種再生波形中，再生波形的向上部分與記錄凹坑61相當(dāng)，向下部分與非記錄凹坑相當(dāng)。如將其以磁頭再生，在記錄凹坑61的長度及記錄凹坑61的間隔大的場合，與再生信號的波形是達到飽和電平的振幅電平的情況相反，在記錄凹坑61的長度及記錄凹坑61的間隔小的場合，由于再生信號的波形的振幅電平為比飽和電平62小的值，在記錄再生中，再生信號會產(chǎn)生非線性畸變。
首先，在如圖7以高密度記錄的光盤的進行記錄的場合，利用激光70連續(xù)形成記錄凹坑75。此時，在記錄凹坑75內(nèi)，由于存在激光70的照射時間長的部分和短的部分，記錄凹坑75內(nèi)的區(qū)域不是以一樣的電平記錄，因此，在凹坑區(qū)域內(nèi)，部分地會產(chǎn)生記錄信號電平的大小的斑點。
如利用激光70使此記錄信號再生，則在記錄信號電平的斑點74的部分處，再生波形有非線性畸變。在具有此非線性畸變的波形中包含的非線性畸變分量，在利用橫向濾波器均衡中，無法除去。因此，如進行均衡，由于不能進行良好的均衡，出錯率會加大。
這樣，在記錄再生裝置的再生中，由于上述的理由，如記錄密度高，再生信號會產(chǎn)生非線性畸變。另外，由于在再生信號上加上了噪聲，因為如從振幅減小的再生信號判斷記錄數(shù)據(jù)的電平會產(chǎn)生錯誤的結(jié)果，出錯率會顯著增大。
一般，由于均衡器是由稱為信號延遲器、加法器、乘法器的構(gòu)成要素組成，在對具有非線性畸變的信號進行均衡的場合，無法除去該非線性畸變，因此，因為非線性特性造成的影響，均衡器的輸出和均衡目標(biāo)值之間的誤差會改變，均衡能力降低，波形與均衡目標(biāo)值的偏離增加，難于使信號波形均衡為均衡目標(biāo)值。
另外，在均衡器中，如對來自高密度記錄媒體的再生信號進行部分響應(yīng)均衡，由于強調(diào)再生信號的高頻分量，在再生信號中包含的振幅低的高頻帶特性的噪聲會得到放大，由于就會均衡后的信號劣化，令人擔(dān)心均衡器輸出的信號中會包含錯誤信號。
此外，現(xiàn)有的進行部分響應(yīng)均衡的均衡器，對于具有在高密度記錄時的非線性畸變的再生信號，是利用低階部分響應(yīng)均衡進行均衡，在PR(1，1)的例子中，由于使用“-1”，“0”，“+1”這樣的固定值作為均衡目標(biāo)值，由于難于將均衡目標(biāo)值再設(shè)定為適于進行波形均衡的均衡目標(biāo)值，難于以更高的精度進行再生波形的自適應(yīng)均衡。
本發(fā)明系有鑒于上述的現(xiàn)有的問題而完成的，其目的在于獲得可以進行精度高的自適應(yīng)均衡，可改善出錯率，適合非線性信號的自適應(yīng)均衡電路。
發(fā)明概述為解決上述課題，本發(fā)明的第一方面(對應(yīng)于權(quán)利要求1)涉及的自適應(yīng)均衡電路，特征在于包括針對具有非線性畸變的輸入信號的適于對其進行高階部分響應(yīng)均衡的線性均衡裝置；以上述線性均衡裝置的輸出信號為輸入信號，在不影響上述輸入信號的非線性畸變的情況下推定用于進行均衡的均衡目標(biāo)值的的臨時判斷電路；檢測從上述臨時判斷電路得到的均衡目標(biāo)值的臨時判斷值和上述線性均衡裝置的輸出信號的誤差的誤差檢測電路；檢測從上述臨時判斷電路得到的臨時判斷值和上述輸入信號的誤差的輸入畸變檢測電路；監(jiān)視從上述誤差檢測電路輸出的誤差的輸出畸變檢測電路；控制上述臨時判斷電路的均衡目標(biāo)值以便根據(jù)從上述誤差檢測電路、上述輸入畸變檢測電路、上述輸出畸變檢測電路分別檢測的信號使均衡誤差最小的均衡目標(biāo)控制裝置；以及根據(jù)由上述誤差檢測電路檢測的誤差控制上述線性均衡裝置的抽頭系數(shù)的抽頭系數(shù)控制電路；并且對具有非線性畸變的輸入信號進行均衡。
據(jù)此，在高階部分響應(yīng)均衡中，通過對均衡前的信號和均衡后的信號具有的非線性畸變進行的定量觀測，根據(jù)該值自動設(shè)定均衡誤差最小的均衡目標(biāo)值，可獲得能夠進行適于具有非線性畸變的再生信號的部分響應(yīng)均衡，對具有非線性畸變的再生信號也可利用作為線性均衡系統(tǒng)的橫向濾波器進行精度更佳的均衡及改善出錯率的效果。
另外，本發(fā)明的第二方面(權(quán)利要求2)涉及的自適應(yīng)均衡電路，特征在于在第一方面所述的自適應(yīng)均衡電路中，上述臨時判斷電路的構(gòu)成包括對上述線性均衡裝置的輸出信號進行“0”或“1”的二值判斷的二值判斷電路；從上述二值判斷電路得到的信號，通過利用高階部分響應(yīng)方式的類型的互補進行計算預(yù)先求出存在幾個均衡目標(biāo)值的互補電路；以及根據(jù)由上述互補電路得到的信號從預(yù)先確定的均衡目標(biāo)值選擇適當(dāng)?shù)木饽繕?biāo)值的均衡目標(biāo)值選擇電路。
據(jù)此，可了解預(yù)先均衡目標(biāo)值為五值，由此，可以獲得進行自適應(yīng)均衡控制，并且，對均衡目標(biāo)值繼續(xù)更新的值也同樣可以繼續(xù)選擇均衡目標(biāo)值，可在對具有非線性畸變的輸入信號沒有影響的情況下推定用于均衡的均衡目標(biāo)值的效果。
此外，本發(fā)明的第三方面(對應(yīng)于權(quán)利要求3)涉及的自適應(yīng)均衡電路，特征在于在第一方面所述的自適應(yīng)均衡電路中，上述均衡目標(biāo)控制裝置，在為使均衡誤差最小對均衡目標(biāo)值進行控制時，可同時對均衡目標(biāo)值進行更新，或是對均衡目標(biāo)值每隔一個進行更新。
據(jù)此，即使在輸入信號中包含非線性畸變也不會受其影響，可獲得能夠?qū)饽繕?biāo)值進行控制使均衡誤差最小的效果。
附圖簡介

圖1為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的具有非線性畸變的自適應(yīng)均衡電路的構(gòu)成的框圖。
圖2為說明現(xiàn)有的自適應(yīng)均衡電路的構(gòu)成的框圖。
圖3為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的臨時判斷電路的構(gòu)成的框圖。
圖4為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的誤差檢測電路的構(gòu)成的框圖。
圖5為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的輸出畸變檢測電路的構(gòu)成的框圖。
圖6為說明磁性記錄再生時的非線性畸變的發(fā)生原因的示圖。
圖7為說明光學(xué)記錄再生時的非線性畸變的發(fā)生原因的示圖。
圖8為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的均衡目標(biāo)控制裝置的動作的流程圖。
圖9為說明本發(fā)明實施形態(tài)1的相關(guān)器及抽頭系數(shù)控制裝置的示圖。
實施本發(fā)明的最佳實施形態(tài)實施形態(tài)1此實施形態(tài)1，通過使用適應(yīng)具有高記錄密度的非線性畸變的信號的高階部分響應(yīng)均衡，進行高精度的自適應(yīng)均衡，可改善出錯率，利用數(shù)字電路實現(xiàn)適于非線性信號的自適應(yīng)均衡電路。
圖1為示出利用本發(fā)明實施形態(tài)1的適應(yīng)非線性畸變的自適應(yīng)均衡電路的示圖。在圖1中，11為用于輸入應(yīng)均衡的波形的模擬信號輸入端子，1為將來自此輸入端子11的模擬信號變換為數(shù)字信號的A／D變換器，2為根據(jù)此A／D變換器1的輸出信號產(chǎn)生再生時鐘脈沖并將其供給A／D變換器1的相位同步裝置，3為作為將A／D變換器1的輸出信號變成為輸入信號的線性均衡裝置的橫向濾波器，即具有所謂的FIR(有限脈沖響應(yīng))類型的濾波器結(jié)構(gòu)。在此橫向濾波器3中，120a至120f是以此順序互相串聯(lián)的對各個輸入信號分別各延遲一個單位時間T的延遲裝置，延遲裝置120a為將從橫向濾波器3的輸入信號輸入的裝置。另外，130a至130f以及130g是將各個延遲裝置120a至120f的輸入信號及延遲裝置120f的輸出信號變成為一方的輸入信號的乘法器，140a為將乘法器130a及130b的輸出信號相加的加法器，而140b至140f為分別將加法器140a至140e的輸出信號及乘法器130a至130g的輸出信號相加的加法器。
另外，15為用來將橫向濾波器3的輸出信號變成為本自適應(yīng)均衡電路的輸出信號進行輸出的輸出端子，4為將本自適應(yīng)均衡電路的輸出信號變成為輸入并在不影響具有非線性畸變的輸入信號的情況下推定進行均衡用的均衡目標(biāo)值的臨時判斷電路，5為求出臨時判斷電路4的輸出信號和上述輸入信號的誤差的誤差檢測電路，7為檢測從臨時判斷電路4得到的臨時判斷值和A／D變換器1的輸出信號的誤差的輸入畸變檢測電路，6為監(jiān)視從上述誤差檢測電路5輸出的誤差的輸出畸變檢測電路，8為控制均衡目標(biāo)值以便根據(jù)從上述誤差檢測電路5、輸入畸變檢測電路7、輸出畸變檢測電路6分別檢測的信號使均衡誤差最小的均衡目標(biāo)控制裝置，9為對來自誤差檢測電路5的誤差信號及延遲裝置120a至120f的各段的輸入信號和輸出信號取相關(guān)性的相關(guān)器，10為根據(jù)由相關(guān)器9的輸出信號輸出到應(yīng)控制抽頭系數(shù)的延遲裝置120a至120g的另一方面的輸入的抽頭系數(shù)控制裝置。
下面對動作予以說明。此實施形態(tài)1的自適應(yīng)均衡電路利用A／D變換器1將輸入信號變換為數(shù)字信號而輸入到橫向濾波器3，利用此橫向濾波器3以PR(3，4，4，3)方式這樣的高階部分響應(yīng)方式進行均衡處理，通過將該均衡輸出輸入到臨時判斷電路4而檢測應(yīng)判斷存在作為本來五值的點的場所，對預(yù)先未判斷輸入信號是否以何種電平輸入進行處理。于是，誤差檢測電路5檢測橫向濾波器3的輸出和它本來應(yīng)具有的值的誤差。
于是，輸入畸變檢測電路7將臨時判斷電路4輸出的均衡目標(biāo)值和利用延遲裝置120a至120c延遲的橫向濾波器3的輸入信號輸入，并利用進行均衡處理前的數(shù)據(jù)檢測輸入畸變。另外，輸出畸變檢測電路6輸入臨時判斷電路4輸出的均衡目標(biāo)值和誤差檢測電路5輸出的誤差，并利用進行均衡處理后的數(shù)據(jù)檢測輸出畸變。均衡目標(biāo)控制裝置8輸入誤差檢測電路5的輸出，輸出畸變檢測電路6的輸出及輸入畸變檢測電路7的輸出，如接收到畸變數(shù)據(jù)就根據(jù)它自動控制臨時判斷電路4的均衡目標(biāo)值。另一方面，相關(guān)器9將誤差檢測電路5的輸出和橫向濾波器3的各抽頭的輸出，即橫向濾波器3的輸入信號及各延遲裝置120a至120f的輸出信號相乘求出它們的相關(guān)性。于是，抽頭系數(shù)控制裝置10根據(jù)此相關(guān)器9的輸出信號將抽頭系數(shù)對橫向濾波器3的乘法器130a至130g的另一方面的輸入進行輸出。由此，根據(jù)最小二乘誤差的算法控制抽頭系數(shù)使均衡誤差最小。
如此，通過在進行高階部分響時檢測輸入信號具有的非對稱性而進行自適應(yīng)均衡控制，可永遠將誤差控制為最佳，就可以進行更高精度的再生波形的自適應(yīng)均衡。
下面對各個部分的動作詳細敘述。
首先，以高密度記錄記錄再生的再生信號從輸入端子11輸入，利用由相位同步裝置2生成的再生時鐘脈沖，藉助將模擬信號變換為數(shù)字信號的A／D變換器1取樣，輸出到橫向濾波器3。
橫向濾波器3通過對其中包含的乘法器130a至130g預(yù)先設(shè)定七個濾波器系數(shù)值作為抽頭系數(shù)的初始值實施均衡處理。
橫向濾波器3的抽頭系數(shù)，最初利用適應(yīng)部分響應(yīng)均衡的系數(shù)的初始值進行均衡，由整個自適應(yīng)均衡電路進行利用初始值的均衡，在全部電路的輸出中沒有了不確定值之后，代替初始值將抽頭系數(shù)重新更新進行自適應(yīng)均衡控制。
從橫向濾波器3的輸出信號檢測均衡目標(biāo)值的臨時判斷電路4，為了得到選擇固定的均衡目標(biāo)值的信號，利用PR的方式計算二值信號，由所獲得的信號從作為初始值設(shè)定的五值的非對稱的振幅電平值通過自適應(yīng)均衡控制選擇進行更新的均衡目標(biāo)值。
此臨時判斷電路4，如圖3所示，由二值判斷電路30，PR方式的類型決定的互補電路31及均衡目標(biāo)值選擇電路32構(gòu)成，橫向濾波器3的輸出信號輸入到輸入端子3a，在均衡目標(biāo)值選擇電路32的寄存器A34至E38中存放來自均衡目標(biāo)控制裝置8的輸出。另外，從輸入端子3b輸出由臨時判斷電路4臨時判斷的均衡目標(biāo)值。
在此二值判斷電路30中，121為將來自二值判斷電路30的輸入端子3a的輸入信號延遲1單位時間的延遲裝置，141為將此延遲裝置121的輸出信號和來自輸入端子3a的輸入信號相加的加法器，331為只使加法器141的輸出信號的MSB變成為輸入將其反轉(zhuǎn)輸出到互補電路31的反相器。
另外，在互補電路31中，122至124為以此順序互相串聯(lián)的對各個輸入信號分別各延遲一個單位時間T的延遲裝置，延遲裝置122為將從二值判斷電路30的輸出信號輸入的裝置。另外，142是將各個延遲裝置122的輸入信號及輸出信號相加的加法器，而144為將加法器142的輸出信號及143的輸出信號相加并將其輸出信號輸出到均衡目標(biāo)值選擇電路32的加法器。
此外，在均衡目標(biāo)值選擇電路32中，34至38為各個寄存器A至E，39為選擇互補電路31的輸出信號和寄存器A34至寄存器E38的輸出信號的某一個的選擇器。
在二值判斷電路30中，如圖3所示，在加法器141中求出來自輸入端子3a的輸入信號和此信號的延遲裝置(一延遲算符)121的輸出信號的和((1+T)運算)，只利用所得到的信號的最高有效位(MSB)判斷其極性是正或負(fù)的何者。在反相器331中使極性的判斷信號反轉(zhuǎn)以使如此時的極性為正成為“1”，為負(fù)則成為“0”，而求出輸入信號的二值判斷結(jié)果。
如此得到的二值判斷信號，在由PR方式的類型決定的互補電路31中，利用適應(yīng)非線性畸變的高階PR(3，4，4，3)方式的類型計算。此外，此PR(3，4，4，3)表示在進行部分響應(yīng)處理時，原信號及將其延遲1單位時間、2單位時間、3單位時間的信號分別進行“3”、“4”、“4”、“3”的加權(quán)。
在現(xiàn)有的PR(1，1)的均衡器中，在輸出信號的眼圖張度中，由于均衡目標(biāo)值成為“-1，5”，“-1”，“0”，“+1”，“+1．5”，眼圖的最大振幅和在電平上鄰接的振幅的電平差，由于與其他鄰接的振幅間的電平差相比狹窄，如本實施形態(tài)1，利用臨時判斷電路4進行自適應(yīng)均衡電路的高階部分響應(yīng)均衡，由于鄰接振幅間的電平均一之故，與現(xiàn)有的均衡器相比較難以受到的噪聲的影響。
也即，在加法器142中求出互補電路31的輸入信號和此信號的延遲裝置(一延遲算符)122的輸出信號的和((1+T)運算)，此外，在加法器143中求出延遲裝置(一延遲算符)122的輸出信號由延遲裝置(一延遲算符)123延遲的信號2T與由延遲裝置(一延遲算符)124延遲的信號3T的和((2T+3T)運算)，在加法器144中求出這些加法器142，143的輸出信號的和((1+T)+(2T+3T)運算)。
于是，通過從如此得到的信號在均衡目標(biāo)值選擇電路32中進行下一個部分響應(yīng)方式的類型的互補計算可以預(yù)先了解均衡目標(biāo)值成為五值這一點，由所得到的信號利用選擇器39從預(yù)先作為初始值存放于寄存器A34至E38中的五值的均衡目標(biāo)值中選擇均衡目標(biāo)值，由此進行自適應(yīng)均衡控制，或是對進行更新的均衡目標(biāo)值也同樣地進行均衡目標(biāo)值的選擇。
圖1的誤差檢測電路5的構(gòu)成，如圖4所示，包括將從輸入端子41輸入的橫向濾波器3的輸出信號和將此信號延遲的延遲裝置40，以及從輸入端子42輸入的臨時判斷電路4的輸出信號減去延遲裝置40的輸出信號的減法器17。
此誤差檢測電路5，為了檢測臨時判斷電路4的輸出信號和橫向濾波器3的輸出信號的誤差，通過在減法器17中的減法運算，得到和均衡目標(biāo)值的誤差(均衡誤差)。此時，由于在橫向濾波器3的輸出信號和臨時判斷電路4的輸出信號之間發(fā)生定時偏離，使橫向濾波器3的輸出信號延遲與此偏離相當(dāng)?shù)牧俊?br> 輸入畸變檢測電路7與圖4的誤差檢測電路5的構(gòu)成相同，為了檢測臨時判斷電路4的輸出信號和A／D變換器1的輸出信號的誤差，通過在減法器17中的減法運算可得到此誤差。也即在與該輸入端子41相當(dāng)?shù)妮斎攵俗由虾驮谂c輸入端子42相當(dāng)?shù)妮斎攵俗由戏謩e輸入經(jīng)過延遲裝置120a至120c的A／D變換器1的輸出信號及臨時判斷電路4的輸出。
輸出畸變檢測電路6的構(gòu)成，如圖5所示，包括對經(jīng)過輸入端子5a輸入的均衡誤差信號進行積分的積分器50，從具有五值的均衡目標(biāo)值中對各個電平選擇目標(biāo)值的信號經(jīng)輸入端子5b輸入的多路復(fù)用器51，計數(shù)多路復(fù)用器51的輸出的計數(shù)器52，對計數(shù)器52的輸出進行電平判斷的電平判斷器53，以及積分器50的輸出輸入到其中的寄存器A54至E58。
在均衡目標(biāo)值選擇電路32中，從具有五值的均衡目標(biāo)值中對各個電平選擇目標(biāo)值的信號經(jīng)輸出畸變檢測電路6的輸入端子5b輸入到多路復(fù)用器51。
由此信號決定對五值中的哪一個電平進行積分，計數(shù)器52，一直到預(yù)先給定的計數(shù)為止，決定是否求出所決定的電平的誤差的合計。與此同時，積分器50復(fù)位為“0”，作為來自誤差檢測電路5的輸出信號的均衡誤差通過輸入端子5a輸入到積分器50，在由計數(shù)器52決定的時間內(nèi)，均衡誤差相加。于是，如計數(shù)器52達到預(yù)先給定的值，在電平判斷器53中，從具有五值的電平中選擇下一個電平，在寄存器A54至寄存器E58中存放合計的誤差，并重復(fù)與上述相同的動作。
計數(shù)器52計數(shù)在五值的電平中決定對哪一個電平進行加法運算的電平有多少次，另外，在電平判斷器53中還具備控制在計數(shù)中間只對哪一個電平進行計數(shù)的功能。
對上述這一點舉例說明。如利用選擇均衡目標(biāo)值選擇電路32的均衡目標(biāo)值的信號選擇電平A時，對電平A的均衡誤差積分，如達到在計數(shù)器52中設(shè)定的次數(shù)，加法運算結(jié)束，重置積分器50，將合計的誤差量存放于寄存器54中。于是，如選擇作為下一個電平的電平B，計數(shù)器52從0開始計數(shù)，在對電平B的誤差量進行積分的情況下，接連對某一電平對合計誤差量進行積分，如電平A至電平E結(jié)束，再將電平A至電平E相加存放于寄存器中，對寄存器的各個電平，在寄存器A54至寄存器E58更新由積分器50相加的合計誤差。
這樣，在輸出畸變檢測電路6中，由于以計數(shù)器控制積分，積分的次數(shù)統(tǒng)一，因此，在達到合計的均衡誤差量時，在五值電平中，可準(zhǔn)確求出哪一個電平誤差量多。另外，由于利用選擇的電平輸入的電平值多，計數(shù)的數(shù)增加快，計數(shù)結(jié)束的快而效率高。從輸入畸變檢測電路7發(fā)出的輸出信號和從輸出畸變檢測電路6發(fā)出的輸出信號，在輸入圖5的輸出畸變檢測電路6的寄存器A54至寄存器E58中存放的信號的均衡目標(biāo)控制裝置8中，根據(jù)輸出畸變檢測電路6的寄存器A54至寄存器E58中存放的信號進行校正。
在此時，作為參照的是來自輸入畸變檢測電路7的輸出信號和來自輸出畸變檢測電路6的輸出信號，通過對這兩個信號進行的判斷校正均衡目標(biāo)值，從而通過對均衡目標(biāo)值的控制對圖3的臨時判斷電路4中的各個寄存器A34至寄存器E38給出以誤差最小的新的均衡目標(biāo)值更新的值。
圖8為說明校正此均衡目標(biāo)值的均衡目標(biāo)控制裝置的動作的流程圖，在步驟選擇信號S81中，在輸入畸變檢測電路7中讀入檢測的輸入畸變值。之后，在步驟S82中，通過對此輸入畸變以電平a至電平e的順序以短周期進行平均而預(yù)測均衡目標(biāo)值的電平。此電平a至電平e是以使其成為“3”，“4”，“4”，“3”的間隔設(shè)定的成為五值的均衡目標(biāo)值的值，從電平的上位順序地分配到電平a至電平e。于是，在步驟S83中，求出此電平a至電平e的初始值，并將其作為存放于圖3的均衡目標(biāo)值選擇電路32的寄存器A至寄存器E的初始值。之后，利用步驟S84讀入輸出畸變檢測電路的輸出信號，在步驟S85中，以初始值電平作為基準(zhǔn)值電平，在電平a至電平e中對各個電平進行微調(diào)。于是，在步驟S86中，讀入誤差檢測電路的輸出信號，在步驟S87中，重復(fù)步驟S85至步驟S87的處理，一直到求出使誤差檢測電路的各個輸出信號為最小的電平。通過這些處理，可求出校正由臨時判斷電路求出的臨時判斷值的均衡目標(biāo)值。
于是，在抽頭系數(shù)的更新中，與現(xiàn)在相同，藉助由相關(guān)器、積分器和延遲裝置構(gòu)成的抽頭系數(shù)為“7”的抽頭系數(shù)控制裝置10，利用求出和均衡目標(biāo)值的誤差及橫向濾波器3的基準(zhǔn)輸出信號間的相關(guān)性的相關(guān)器9，計算抽頭系數(shù)，對抽頭系數(shù)進行更新。
也即，如圖9所示，在相關(guān)器9中，乘法器91a至91g，輸入從經(jīng)延遲裝置90a至90g順序延遲的抽頭發(fā)出的輸入信號和誤差信號，通過對其進行乘法運算求出其相關(guān)性，在抽頭系數(shù)控制裝置10中，緩沖器100a至100g將相關(guān)值依其增益放大一定倍數(shù)，加法器101a至101g通過將自己的輸出返還到輸入而對輸入進行積分，平均值電路102a至102g通過將加法器101a至101g的輸出以取樣數(shù)相除而進行平均。
這一平均，是通過增加緩沖器100a至100g的增益進行粗略的平均，通過減小增益進行平滑的平均，輸入到橫向濾波器的各個乘法器。
于是，在橫向濾波器3的乘法器130中，通過抽頭系數(shù)和A／D變換器1的輸出信號進行乘法運算進行自適應(yīng)均衡使均衡誤差最小。在整個自適應(yīng)均衡電路系統(tǒng)中的反饋控制中，在控制抽頭系數(shù)的抽頭系數(shù)控制裝置10中，抽頭系數(shù)的更新是隨時進行的，如均衡誤差最小，各抽頭系數(shù)就取一定的值，橫向濾波器3的均衡輸出信號最后分為五值的振幅電平值。
即，根據(jù)本實施形態(tài)1的自適應(yīng)均衡電路的特征在于，對具有非線性畸變的再生信號進行均衡的均衡目標(biāo)值為五值的正或負(fù)的非對稱的振幅電平值進行高階部分響應(yīng)均衡，通過將最佳譯碼器連接到本自適應(yīng)均衡電路的后段，可更加改善出錯率進行記錄數(shù)據(jù)的再生。另外，本自適應(yīng)均衡電路，是由抽頭系數(shù)為七個構(gòu)成的，對抽頭系數(shù)進行自適應(yīng)均衡控制使均衡輸出達到高階部分響應(yīng)均衡。
另外，在以上的說明中，是限定各種裝置進行說明的，但在本領(lǐng)域技術(shù)人員的設(shè)計范圍內(nèi)，也可實施適當(dāng)?shù)母鞣N變更。
這樣，因為根據(jù)本實施形態(tài)1的自適應(yīng)均衡電路，對具有非線性畸變的輸入信號利用橫向濾波器進行高階部分響應(yīng)均衡，利用臨時判斷電路對此均衡目標(biāo)值進行推定，利用誤差檢測電路檢測此臨時判斷電路的均衡目標(biāo)值的臨時判斷值和橫向濾波器的輸出信號的誤差，通過利用輸入畸變檢測電路檢測在橫向濾波器3內(nèi)延遲輸入信號的信號和臨時判斷值的誤差而檢測輸入畸變，通過利用輸出畸變檢測電路監(jiān)視由誤差檢測電路檢測的誤差和臨時判斷值的誤差而檢測輸出畸變，利用均衡目標(biāo)檢測裝置根據(jù)誤差檢測電路、輸出畸變檢測電路和輸入畸變檢測電路的輸出控制均衡目標(biāo)值使均衡誤差最小，利用相關(guān)器對橫向濾波器的抽頭輸出和由誤差檢測電路檢測的誤差進行乘法運算而取它們的相關(guān)性，利用抽頭系數(shù)控制電路根據(jù)由相關(guān)器檢測的相關(guān)性控制橫向濾波器的抽頭系數(shù)，所以可以對DVD等的以高記錄密度記錄的媒體再生的、具有非線性畸變的輸入信號進行高階部分響應(yīng)均衡，使均衡誤差最小，即使輸入信號是非對稱的也可進行均衡而使誤差最小。
產(chǎn)業(yè)上利用的可能性如上所述，第一方面(對應(yīng)于權(quán)利要求1)的發(fā)明涉及的自適應(yīng)均衡電路，適用于從光盤，特別是從DVD等的以高密度記錄的媒體再生具有非線性畸變的輸入信號時對再生信號進行高精度的均衡。
另外，第二方面(對應(yīng)于權(quán)利要求2)的發(fā)明涉及的自適應(yīng)均衡電路，適用于在對具有非線性畸變的輸入信號沒有影響的情況下推定用于均衡的均衡目標(biāo)值。
此外，第三方面(對應(yīng)于權(quán)利要求3)的發(fā)明涉及的自適應(yīng)均衡電路，適用于在對具有非線性畸變的輸入信號沒有影響的情況下推定用于均衡的均衡目標(biāo)值。
權(quán)利要求
1．一種自適應(yīng)均衡電路，其特征在于包括對具有非線性畸變的輸入信號適于進行高階部分響應(yīng)均衡的線性均衡裝置；以上述線性均衡裝置的輸出信號為輸入信號，在不影響上述輸入信號的非線性畸變的情況下推定用于進行均衡的均衡目標(biāo)值的臨時判斷電路；檢測從上述臨時判斷電路得到的均衡目標(biāo)值的臨時判斷值和上述線性均衡裝置的輸出信號的誤差的誤差檢測電路；檢測從上述臨時判斷電路得到的臨時判斷值和上述輸入信號的誤差的輸入畸變檢測電路；監(jiān)視從上述誤差檢測電路輸出的誤差的輸出畸變檢測電路；控制上述臨時判斷電路的均衡目標(biāo)值以便根據(jù)從上述誤差檢測電路、上述輸入畸變檢測電路、上述輸出畸變檢測電路分別檢測的信號使均衡誤差最小的均衡目標(biāo)控制裝置；以及根據(jù)由上述誤差檢測電路檢測的誤差控制上述線性均衡裝置的抽頭系數(shù)的抽頭系數(shù)控制電路；并且對具有非線性畸變的輸入信號進行均衡。
2．如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)均衡電路，其特征在于，上述臨時判斷電路的構(gòu)成包括對上述線性均衡裝置的輸出信號進行“0”或“1”的二值判斷的二值判斷電路；從上述二值判斷電路得到的信號，通過利用高階部分響應(yīng)方式的類型的互補進行計算預(yù)先求出存在幾個均衡目標(biāo)值的互補電路；以及根據(jù)由上述互補電路得到的信號從預(yù)先確定的均衡目標(biāo)值選擇適當(dāng)?shù)木饽繕?biāo)值的均衡目標(biāo)值選擇電路。
3．如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)均衡電路，其特征在于上述均衡目標(biāo)控制裝置，在以使均衡誤差最小的方式對均衡目標(biāo)值進行控制時，可對多個均衡目標(biāo)值同時進行更新，或是對均衡目標(biāo)值每隔一個進行更新。
全文摘要
一種自適應(yīng)均衡電路,為使具有非線性畸變的再生信號的均衡誤差最小對高階部分響應(yīng)進行均衡,使再生信號的特性得到改進。對具有非線性畸變的輸入信號利用橫向濾波器(3)實施適于非線性畸變的高階部分響應(yīng)均衡,利用臨時判斷電路(4)推定均衡目標(biāo)值的臨時判斷值,利用誤差檢測電路(5)檢測臨時判斷值和上述的輸入信號的誤差,利用輸入畸變檢測電路(7)檢測臨時判斷值和A/D變換器(1)的輸出信號的誤差,利用輸出畸變檢測電路(6)監(jiān)視上述誤差檢測電路(5)輸出的誤差,利用均衡目標(biāo)控制裝置(8)控制均衡目標(biāo)值以使均衡誤差最小,利用抽頭系數(shù)控制裝置(10)控制抽頭系數(shù)。
文檔編號H04B3/06GK1293814SQ00800087
公開日2001年5月2日 申請日期2000年2月1日 優(yōu)先權(quán)日1999年2月2日
發(fā)明者岡本敏典, 小倉洋一 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社