概括地說，本發(fā)明涉及混頻器，并且更具體地，涉及混頻器中的相位調(diào)整電路。

背景技術：

廣泛地部署無線通信網(wǎng)絡，以提供各種通信服務，例如，電話、視頻、數(shù)據(jù)、消息傳送、廣播等等。通常是多址網(wǎng)絡的這樣的網(wǎng)絡通過共享可用的網(wǎng)絡資源來支持針對多個用戶的通信。例如，一種網(wǎng)絡可以是3g(第三代移動電話標準和技術)系統(tǒng)，其可以經(jīng)由包括以下各項的各種3g無線接入技術(rat)中的任何一種來提供網(wǎng)絡服務：evdo(演進數(shù)據(jù)優(yōu)化)、1xrtt(1倍無線傳輸技術或者簡稱1x)、w-cdma(寬帶碼分多址)、umts-tdd(通用移動電信系統(tǒng)-時分雙工)、hspa(高速分組接入)、gprs(通用分組無線服務)或者edge(增強型數(shù)據(jù)速率全球演進)。3g網(wǎng)絡是演進以合并除了語音呼叫之外的高速互聯(lián)網(wǎng)接入和視頻電話的廣域蜂窩電話網(wǎng)絡。此外，3g網(wǎng)絡可以比其它網(wǎng)絡系統(tǒng)更多地建立并提供更大的覆蓋區(qū)域。這樣的多址網(wǎng)絡還可以包括碼分多址(cdma)系統(tǒng)、時分多址(tdma)系統(tǒng)、頻分多址(fdma)系統(tǒng)、正交頻分多址(ofdma)系統(tǒng)、單載波fdma(sc-fdma)網(wǎng)絡、第三代合作伙伴計劃(3gpp)長期演進(lte)網(wǎng)絡和改進的長期演進(lte-a)網(wǎng)絡。

無線通信網(wǎng)絡可以包括能夠支持針對多個移動站的通信的多個基站。移動站(ms)可以經(jīng)由下行鏈路和上行鏈路與基站(bs)通信。下行鏈路(或前向鏈路)指代從基站到移動站的通信鏈路，而上行鏈路(或反向鏈路)指代從移動站到基站的通信鏈路。基站可以在下行鏈路上向移動站發(fā)送數(shù)據(jù)和控制信息，和/或可以在上行鏈路上從移動站接收數(shù)據(jù)和控制信息。

附圖說明

關于本公開內(nèi)容的結(jié)構(gòu)和操作的細節(jié)，可以通過對所附的另外的圖的研究來部分地收集，在附圖中，相似的參考標記指代相似的部件，并且在其中：

圖1示出了具有接入點和用戶終端的無線通信系統(tǒng)；

圖2示出了無線系統(tǒng)中的接入點和兩個用戶終端的框圖；

圖3是根據(jù)本公開內(nèi)容的某些實施例的示例性收發(fā)機前端(例如，圖2中的收發(fā)機前端)的框圖；

圖4a是在i分量和q分量之間不具有相位不匹配的理想化的i分量和q分量的向量圖，使得q分量與i分量的正好異相90°；

圖4b是在i分量和q分量之間具有某種相位失衡(大于或者小于理想的90°)的i分量和q分量的向量圖；

圖4c是示出了單純的相位失衡校正中的(例如，通過向由混頻器產(chǎn)生的i或q基帶信號引入故意延遲)相位偏移的i或q本地振蕩器(lo)和/或基帶(bb)的i分量和q分量的向量圖；

圖4d是使用輔助混頻器的輸出的任何適當部分(其不限于1/16的分數(shù))對i分量和q分量進行組合以完成雙相失衡調(diào)整的向量圖；

圖5是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用輔助混頻器的示例性相位失衡調(diào)整電路的框圖；

圖6a是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用差分信號的圖5的相位失衡調(diào)整電路的示例性實現(xiàn)方式的示意圖；

圖6b是使用差分信號和圖6a中示出的輔助混頻器(其包括固定的和可變的輔助混頻器)的圖5的相位失衡調(diào)整電路的示例性實現(xiàn)方式的示意圖；

圖7是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用輔助混頻器并且呈現(xiàn)相關聯(lián)的信號方程的相位失衡調(diào)整系統(tǒng)的框圖；

圖8根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了與圖6a中的實現(xiàn)方式相對應的雙i/q相位失衡調(diào)整的例子；

圖9是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的具有使用輔助混頻器的相位失衡調(diào)整電路的示例性rf前端(rffe)的示意圖；

圖10是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的具有使用正交混頻器輸出信號的部分組合(例如，不具有上面描述的輔助混頻器)的相位失衡調(diào)整電路的示例性rffe1000的示意圖；

圖11是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的用于不使用輔助混頻器并且呈現(xiàn)相關聯(lián)的信號方程的相位失衡調(diào)整的系統(tǒng)的框圖；

圖12a和圖12b是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用正交混頻器輸出信號的部分組合的相位失衡調(diào)整電路的示例性實現(xiàn)方式的示意圖；

圖13示出了例如在圖10中的rffe中或者其實現(xiàn)方式中的可以由使用正交混頻器輸出信號的部分組合的相位失衡調(diào)整電路來執(zhí)行的可能的i-q校正的例子；

圖14根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了可以被用作相位失衡調(diào)整電路中的混頻器的示例性雙平衡混頻器(作為主或者輔助混頻器)；

圖15a-15f根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了具有各種示例性極性和/或增益控制電路的示例性混頻器實現(xiàn)方式；

圖16根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了在輔助混頻器中，可以被用作相位失衡調(diào)整電路中的混頻器的示例性雙平衡混頻器(類似于圖14中示出的混頻器)；

圖17a是根據(jù)本公開內(nèi)容的一個實施例的輔助混頻器設備的示例性實現(xiàn)方式的示意圖；以及

圖17b是根據(jù)本公開內(nèi)容的另一個實施例的輔助混頻器設備的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。

具體實施方式

概括地說，本公開內(nèi)容的某些實施例涉及包括相位偏移混頻器的射頻(rf)電路的正交組合和調(diào)整。在一個實施例中，本公開內(nèi)容提供了調(diào)整輔助混頻器設備中的基帶(bb)i分量和q分量處的相位失衡。在特定的實施例中，每個輔助混頻器設備被配置成具有多個線性模式的多個路徑的設備的組合。下面闡述的具體實施方式旨在作為對本公開內(nèi)容的示例性設計方案的描述，而不旨在表示在其中可以實踐本公開內(nèi)容的僅有設計方案。

本文使用術語“示例性”來意指“充當例子、實例或說明”。本文被描述為“示例性”的任何設計方案不必然地被解釋為優(yōu)選的或者比其它設計方案具有優(yōu)勢。具體實施方式包括出于提供對本公開內(nèi)容的示例性設計方案的透徹理解的目的的具體細節(jié)。對于本領域技術人員來說顯而易見的是，可以在沒有這些具體細節(jié)的情況下實踐本文描述的示例性設計方案。在一些情況下，為了避免對本文提出的示例性設計方案的新穎性造成模糊，以框圖形式示出了公知的結(jié)構(gòu)和設備。

本文描述的技術可以結(jié)合諸如碼分多址(cdma)、正交頻分復用(ofdm)、時分多址(tdma)、空分多址(sdma)、單載波頻分多址(sc-fdma)、時分同步碼分多址(td-scdma)等等之類的各種無線技術使用。多個用戶終端可以經(jīng)由以下不同方式，并發(fā)地發(fā)送/接收數(shù)據(jù)：(1)用于cdma的正交碼信道、(2)用于tdma的時隙、或者(3)用于ofdm的子帶。cdma系統(tǒng)可以實現(xiàn)is-2000、is-95、is-856、寬帶cdma(w-cdma)或者某種其它標準。ofdm系統(tǒng)可以實現(xiàn)電氣和電子工程師協(xié)會(ieee)802.11(無線局域網(wǎng)(wlan))、ieee802.16(全球微波互通接入(wimax))、長期演進(lte)(例如，在tdd和/或fdd模式下)或者一些其它標準。tdma系統(tǒng)可以實現(xiàn)全球移動通信系統(tǒng)(gsm)或者一些其它標準。這些各種標準在本領域中是已知的。本文描述的技術還可以用使用射頻(rf)技術的各種其它適當?shù)臒o線系統(tǒng)中的任何一種來實現(xiàn)，這些系統(tǒng)包括全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(gnss)、藍牙、ieee802.15(無線個域網(wǎng)(wpan))、近場通信(nfc)、小型小區(qū)、頻率調(diào)制(fm)等等。

示例性無線系統(tǒng)

圖1示出了具有接入點和用戶終端的無線通信系統(tǒng)100。為了簡單起見，在圖1中只示出了一個接入點110。接入點(ap)通常是與用戶終端通信的固定站，并且還可以被稱為基站(bs)、演進型節(jié)點b(enb)或者某種其它術語。用戶終端(ut)可以是固定的或者移動的，并且還可以被稱為移動站(ms)、接入終端、用戶設備(ue)、站(sta)、客戶端、無線設備或者某種其它術語。用戶終端可以是諸如蜂窩電話、個人數(shù)字助理(pda)、手持設備、無線調(diào)制解調(diào)器、膝上型計算機、平板設備、個人計算機等等之類的無線設備。

接入點110可以在任何給定時刻，在下行鏈路和上行鏈路上與一個或多個用戶終端120通信。下行鏈路(即，前向鏈路)是從接入點到用戶終端的通信鏈路，而上行鏈路(即，反向鏈路)是從用戶終端到接入點的通信鏈路。用戶終端還可以與另一個用戶終端進行對等通信。系統(tǒng)控制器130可以耦合到接入點，并且為該接入點提供協(xié)調(diào)和控制。

系統(tǒng)100使用多個發(fā)送天線和多個接收天線來在下行鏈路和上行鏈路上進行數(shù)據(jù)傳輸。接入點110可以被裝備有多個(nap個)天線來實現(xiàn)下行鏈路傳輸?shù)陌l(fā)送分集和/或上行鏈路傳輸?shù)慕邮辗旨?。一組(nu個)選定的用戶終端120可以接收下行鏈路傳輸和發(fā)送上行鏈路傳輸。每個選定的用戶終端向接入點發(fā)送用戶特定的數(shù)據(jù)和/或從接入點接收用戶特定的數(shù)據(jù)。通常，每個選定的用戶終端可以被裝備有一個或多個天線(即，nut≥1)。這nu個選定的用戶終端可以具有相同數(shù)量或者不同數(shù)量的天線。

無線系統(tǒng)100可以是時分雙工(tdd)系統(tǒng)或者頻分雙工(fdd)系統(tǒng)。對于tdd系統(tǒng)而言，下行鏈路和上行鏈路可以共享相同的頻帶。對于fdd系統(tǒng)而言，下行鏈路和上行鏈路使用不同的頻帶。系統(tǒng)100還可以使用單個載波或者多個載波進行傳輸。每個用戶終端可以被裝備有單個天線(例如，為了縮減費用)或者多個天線(例如，在可以支持額外的費用的情況下)。

圖2示出了無線系統(tǒng)100中的接入點110和兩個用戶終端120m和120x的框圖。接入點110被裝備有nap個天線224a至224ap。用戶終端120m被裝備有nut,m個天線252ma至252mu，并且用戶終端120x被裝備有nut,x個天線252xa至252xu。接入點110是用于下行鏈路的發(fā)送實體和用于上行鏈路的接收實體。每個用戶終端120是用于上行鏈路的發(fā)送實體和用于下行鏈路的接收實體。如本文使用的，“發(fā)送實體”是能夠經(jīng)由頻率信道發(fā)送數(shù)據(jù)的獨立操作的裝置或設備，而“接收實體”是能夠經(jīng)由頻率信道接收數(shù)據(jù)的獨立操作的裝置或設備。在下面的描述中，下標“dn”表示下行鏈路，下標“up”表示上行鏈路，選定nup個用戶終端在上行鏈路上同時傳輸，選定ndn個用戶終端在下行鏈路上同時傳輸，nup可以等于ndn，或者可以不等于ndn，并且nup和ndn可以是靜態(tài)值，或者可以在每個調(diào)度時間間隔改變。可以在接入點和用戶終端處使用波束控制或者某種其它空間處理技術。

在上行鏈路上，在被選定用于上行鏈路傳輸?shù)拿總€用戶終端120處，tx數(shù)據(jù)處理器288從數(shù)據(jù)源286接收業(yè)務數(shù)據(jù)，并且從控制器280接收控制數(shù)據(jù)。tx數(shù)據(jù)處理器288基于與針對該用戶終端選定的速率相關聯(lián)的編碼和調(diào)制方案，對針對該用戶終端的業(yè)務數(shù)據(jù){dup}進行處理(例如，編碼、交織和調(diào)制)，并且為nut,m個天線中的一個天線提供數(shù)據(jù)符號流{sup}。收發(fā)機前端(tx/rx)254(其還被稱為射頻前端(rffe))對相應的符號流進行接收和處理(例如，轉(zhuǎn)換至模擬、放大、濾波和上變頻)，以生成上行鏈路信號。例如，收發(fā)機前端254還可以經(jīng)由rf開關來將上行鏈路信號路由到用于發(fā)送分集的nut,m個天線中的一個天線?？刂破?80可以控制收發(fā)機前端254中的路由。

可以調(diào)度多個(nup個)用戶終端在上行鏈路上進行同時傳輸。這些用戶終端中的每個在上行鏈路上，向接入點發(fā)送其經(jīng)處理的符號流集合。

在接入點110處，nap個天線224a至224ap從在上行鏈路上進行發(fā)送的所有nup個用戶終端接收上行鏈路信號。對于接收分集而言，收發(fā)機前端222可以選擇從天線224中的一個接收的信號來進行處理。對于本公開內(nèi)容的某些實施例而言，可以對從多個天線224接收的信號的組合進行合并，以進行增強型接收分集。接入點的收發(fā)機前端222還執(zhí)行與由用戶終端的收發(fā)機前端254執(zhí)行的處理互補的處理，并且提供恢復的上行鏈路數(shù)據(jù)符號流。所恢復的上行鏈路數(shù)據(jù)符號流是對由用戶終端發(fā)送的數(shù)據(jù)符號流{sup}的估計。rx數(shù)據(jù)處理器242根據(jù)被用于恢復的上行鏈路數(shù)據(jù)符號流的速率，對該流進行處理(例如，解調(diào)、解交織和解碼)，以獲得解碼后的數(shù)據(jù)。針對每個用戶終端的解碼后的數(shù)據(jù)可以被提供給數(shù)據(jù)宿244以進行存儲和/或被提供給控制器230以進行進一步處理。

在下行鏈路上，在接入點110處，tx數(shù)據(jù)處理器210從數(shù)據(jù)源208接收用于ndn個被調(diào)度進行下行鏈路傳輸?shù)挠脩艚K端的業(yè)務數(shù)據(jù)，從控制器230接收控制數(shù)據(jù)，并從調(diào)度器234接收可能的其它數(shù)據(jù)。各種類型的數(shù)據(jù)可以在不同的傳輸信道上發(fā)送。tx數(shù)據(jù)處理器210基于針對每個用戶終端選定的速率，對用于該用戶終端的業(yè)務數(shù)據(jù)進行處理(例如，編碼、交織和調(diào)制)。tx數(shù)據(jù)處理器210可以提供用于ndn個用戶終端中的一個或多個的要從nap個天線中的一個天線發(fā)射的下行鏈路數(shù)據(jù)符號流。收發(fā)機前端222對該符號流進行接收和處理(例如，轉(zhuǎn)換至模擬、放大、濾波和上變頻)，以生成下行鏈路信號。例如，收發(fā)機前端222還可以經(jīng)由rf開關來將該下行鏈路信號路由到用于發(fā)送分集的nap個天線224中的一個或多個天線?？刂破?30可以控制收發(fā)機前端222內(nèi)的路由。

在每個用戶終端120處，nut,m個天線252從接入點110接收下行鏈路信號。對于用戶終端120處的接收分集而言，收發(fā)機前端254可以選擇從天線252中的一個天線接收的信號來進行處理。對于本公開內(nèi)容的某些實施例而言，可以對從多個天線252接收的信號的組合進行合并，以進行增強型接收分集。用戶終端的收發(fā)機前端254還執(zhí)行與由接入點的收發(fā)機前端222執(zhí)行的處理互補的處理，并且提供恢復的下行鏈路數(shù)據(jù)符號流。rx數(shù)據(jù)處理器270對恢復的下行鏈路數(shù)據(jù)符號流進行處理(例如，解調(diào)、解交織和解碼)，以獲得針對該用戶終端的解碼后的數(shù)據(jù)。

本領域技術人員將認識到，本文描述的技術通?？梢员粦糜谑褂萌魏晤愋偷亩嘀贩桨?例如，tdma、sdma、正交頻分多址(ofdma)、cdma、sc-fdma、以及其組合)的系統(tǒng)中。

圖3是根據(jù)本公開內(nèi)容的某些實施例的示例性收發(fā)機前端300(例如，圖2中的收發(fā)機前端222、254)的框圖。收發(fā)機前端300包括：用于經(jīng)由一個或多個天線來發(fā)送信號的發(fā)送(tx)路徑302(其還被稱為發(fā)送鏈)和用于經(jīng)由天線來接收信號的接收(rx)路徑304(其還被稱為接收鏈)。當tx路徑302和rx路徑304共享天線303時，這些路徑可以經(jīng)由接口306來與天線相連，其中接口306可以包括諸如雙工器、開關、天線共用器、表面聲波(saw)濾波器等等之類的各種適當?shù)膔f設備中的任何一種。可以在2014年8月21日提交的并且標題為“quadraturecombiningandadjusting”的美國專利申請第14/465,442號中找到示例性收發(fā)機前端，以引用方式將其全部內(nèi)容并入本文。此外，在半雙工系統(tǒng)中，由于不存在發(fā)射機的并發(fā)操作，因此可以使用若干技術來消除接收機saw濾波器(“無saw”)。但是，輸入saw濾波器的去除造成在低噪聲放大器(lna)輸入處存在具有高輸入電平的干擾源。此外，輸入saw濾波器的去除將動態(tài)范圍要求增加到110db。

從數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac)308接收同相(i)或正交(q)基帶模擬信號，tx路徑302可以包括基帶濾波器(bbf)310、混頻器312、驅(qū)動放大器(da)314和功率放大器316。bbf310、混頻器312和da314可以被包括在射頻集成電路(rfic)中，而pa316經(jīng)常在rfic之外。bbf310對從dac308接收的基帶信號進行濾波，以及混頻器312將濾波后的基帶信號與發(fā)送本地振蕩器(lo)信號進行混頻，以將感興趣的基帶信號轉(zhuǎn)換到不同的頻率(例如，從基帶上變頻到rf)。該頻率轉(zhuǎn)換過程產(chǎn)生lo頻率和感興趣的信號的頻率的和頻與差頻。該和頻與差頻被稱為拍頻。拍頻通常處于rf范圍內(nèi)，使得由混頻器312輸出的信號通常是rf信號，其在通過天線303進行發(fā)送之前，由da314并且由pa316進行放大。

rx路徑304包括低噪聲放大器(lna)322、混頻器324和基帶濾波器(bbf)326。lna322、混頻器324和bbf326可以被包括在射頻集成電路(rfic)中，該rfic可以是與包括tx路徑組件的相同的rfic，或者可以是不同的rfic。經(jīng)由天線303接收的rf信號可以被lna322放大，并且混頻器324將放大后的rf信號與接收本地振蕩器(lo)信號進行混頻，以將感興趣的rf信號轉(zhuǎn)換到不同的基帶頻率(即，下變頻)。由混頻器324輸出的基帶信號可以在被模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)328轉(zhuǎn)換至數(shù)字i或q信號以進行數(shù)字信號處理之前，由bbf326進行濾波。

雖然期望lo的輸出在頻率上保持穩(wěn)定，但調(diào)諧到不同的頻率指示使用可變頻率振蕩器，其涉及穩(wěn)定性和可調(diào)諧性之間的折衷。當代系統(tǒng)采用具有壓控振蕩器(vco)的頻率合成器來生成穩(wěn)定的、具有特定調(diào)諧范圍的可調(diào)諧的lo。因此，發(fā)送lo通常是由tx頻率合成器318產(chǎn)生的，其在與混頻器312中的基帶信號進行混頻之前，可以由放大器320緩存或者放大。類似地，接收lo通常是由rx頻率合成器330產(chǎn)生的，其在與混頻器324中的rf信號進行混頻之前，可以由放大器332緩存或者放大。例如，可以通過將vco信號頻分某個整數(shù)值，或者通過使用將vco頻率轉(zhuǎn)變到lo頻率的lo生成電路，來產(chǎn)生發(fā)送lo(和/或接收lo)?？梢栽趐eterzell等人于2001年12月10日提交的并且標題為“l(fā)ocaloscillatorleakagecontrolindirectconversionprocesses”的美國專利第6,960,962號中找到示例性lo生成電路，以引用方式將其全部內(nèi)容并入本文。雖然在圖3中未示出，但本領域普通技術人員將理解的是，發(fā)送lo(或者接收lo)頻分或者生成電路發(fā)生在tx頻率合成器318(或者rx頻率合成器330)內(nèi)部。

示例性正交組合和調(diào)整

發(fā)送射頻(rf)信號的無線通信系統(tǒng)通常使用同相(i)分量和正交(q)分量，其中q分量與i分量異相近似90°。理想情況下，在i分量和q分量之間不存在相位不匹配，使得q分量與i分量異相正好90°。在圖4a的向量圖400中示出了這種理想情形，其中“p”和“m”表示正差分信號和負差分信號。因此，向量qp表示差分q信號的+q信號的增益和相位，而向量qm表示-q信號的增益和相位。同樣，向量ip表示差分i信號的+i信號的增益和相位，而向量im表示-i信號的增益和相位。

但是，通常情況下，如在圖4b的向量圖410中示出的，在i分量和q分量之間存在某種相位失衡(大于或小于理想的90°)，使得存在增加的殘余邊帶(rsb)(即，遭受圖像抑制)。這樣的相位失衡在現(xiàn)實世界的rf電路中非常普遍，并且當電路組件(例如，晶體管、電阻器和電容器)在i路徑和q路徑之間非完美地匹配時，發(fā)生這樣的相位失衡。

在嘗試去除rsb相位誤差時，如圖4c的向量圖420中示出的，可以在單純的相位失衡校正中，(例如，通過將故意延遲引入到由混頻器產(chǎn)生的i或q基帶信號)對i或q本地振蕩器(lo)和/或基帶(bb)進行相位偏移，其中在圖4c中，例如，將ip/im信號從實線422調(diào)整到虛線424。但是，這種單純的校正可能引入幅度誤差，如用虛線424示出的，其中經(jīng)調(diào)整的ip/im信號具有比qp/qm信號更小的幅度。

因此，所需要的是不引入幅度誤差的用于改進的rsb相位誤差校準的技術和裝置。

使用輔助混頻器的相位調(diào)整

本公開內(nèi)容的某些實施例在無線通信設備的rffe中的i和q混頻器的輸出處，執(zhí)行相位失衡調(diào)整，努力校正基帶(bb)i分量和q分量處的相位失衡。對于某些實施例而言，可以結(jié)合傳統(tǒng)的i和q混頻器來使用輔助混頻器執(zhí)行該調(diào)整。

圖5是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用輔助混頻器502、504的示例性相位失衡調(diào)整電路500的框圖。從上到下，圖5示出了i輔助混頻器502、i混頻器506、q混頻器508和q輔助混頻器504。使用兩個輔助混頻器502、504來將部分q輸出(例如，由q輔助混頻器輸出的信號的增益的分數(shù))與i輸出進行組合(例如，電流組合)，以及將部分i輸出與q輸出進行組合。在該例子中，將i輔助混頻器502的輸出的1/16與q混頻器508的輸出進行組合(例如，經(jīng)由電流求和)，以及將q輔助混頻器504的輸出的1/16與i混頻器506的輸出進行組合。本公開內(nèi)容的某些實施例可以使用輔助混頻器502、504的輸出的任何適當?shù)牟糠?，并不限?/16的分數(shù)。通過以該方式來組合i和q混頻器輸出，如圖4d的向量圖430中示出的，可以完成雙相失衡調(diào)整。利用雙相失衡調(diào)整，將ip/im和qp/qm差分信號對二者的相位分別從實線431、432調(diào)整到虛線433、434。

圖6a是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用差分信號的圖5的相位失衡調(diào)整電路500的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。用黑體的混合階段來示出普通i和q混頻器606、608，而用細的、堆疊的混合階段來表示輔助i和q混頻器602、604。普通i和q混頻器606、608和輔助i和q混頻器602、604可以是單平衡或者雙平衡的混頻器。可以利用允許對混頻器輸出信號進行縮放的任何混頻器結(jié)構(gòu)(例如，本文描述的混頻器，以及cicalini于2008年1月7日提交的并且標題為“quadratureradiofrequencymixerwithlownoiseandlowconversionloss”的美國專利第8,072,255號中描述的混頻器，以引用方式將其全部內(nèi)容并入本文)來實現(xiàn)普通i和q混頻器606、608和輔助i和q混頻器602、604。此外，普通i和q混頻器606、608和輔助i和q混頻器602、604可以接收具有任何適當?shù)恼伎毡鹊膌o信號，例如，提供可接受的噪聲和變頻增益的占空比。例如，混頻器可以利用名義上25％(名義上略大于25％)或者名義上50％占空比i和qlo信號來實現(xiàn)。

“x”框表示極性和/或增益控制電路610，使得可以對輔助i和q混頻器602、604的差分輸出進行幅度調(diào)整和/或倒相(通過有效地交換兩個差分信號線)。極性和/或增益控制電路610的分解圖示出了用于實現(xiàn)該極性和/或增益控制的示例性設備(例如，開關，其可以與可變電阻進行組合，或者其可以與在三極管區(qū)域中操作的晶體管612進行組合或利用其來實現(xiàn))和連接。下面描述極性和/或增益控制電路610的更詳細的例子。

低噪聲放大器(lna)622可以對輸入rf信號(rfin)進行放大、緩存或者衰減。lna622可以是跨導放大器，其被配置為接收輸入電壓并且生成輸出電流。lna622可以輸出單端信號或者差分信號。如果lna622的輸出是如圖6a中描繪的差分信號，則普通i和q混頻器606、608和輔助i和q混頻器602、604最有可能是雙平衡混頻器。但是，如果lna622的輸出是單端信號，則該普通和輔助i和q混頻器最有可能是單平衡混頻器。

普通i混頻器606可以將來自lna622的輸出信號與同相l(xiāng)o(lo_i)進行混頻，以產(chǎn)生輸出同相信號(i_out)，其具有向該普通i混頻器606輸入的兩個信號的和與差的頻率分量。類似地，普通q混頻器608也可以將來自lna622的輸出信號與正交lo(lo_q，其與lo_i異相90°)進行混頻，以產(chǎn)生輸出正交信號(q_out)，其具有向該普通q混頻器608輸入的兩個信號的和與差的頻率分量。此外，輔助i混頻器602可以將來自lna622的輸出信號與lo_i進行混頻，并且將輸出的混頻信號與普通q混頻器608的輸出進行組合，以形成q_out。對于某些實施例而言，在與普通q混頻器608的輸出進行組合之前，可以使用極性和/或增益控制電路610對來自輔助i混頻器602的輸出信號進行倒相和/或衰減。同樣，輔助q混頻器604可以將來自lna622的輸出信號與lo_q進行混頻，并且將該輸出的混頻信號與普通i混頻器606的輸出進行組合，以形成i_out。對于某些實施例而言，在與普通i混頻器606的輸出進行組合之前，可以使用極性和/或增益控制電路610對來自輔助q混頻器604的輸出信號進行倒相和衰減。用此方式，如圖4d中示出的，可以使用輔助混頻器602、604來完成雙相失衡調(diào)整。對于某些實施例而言，對來自普通和輔助混頻器的信號的組合可以發(fā)生在求和節(jié)點614處，以便對相應的信號進行電流求和。

對于某些實施例而言，圖6a中示出的輔助混頻器602、604可以包括固定和可變輔助混頻器，如圖6b中示出的。固定輔助i和q混頻器602a、604a可以分別向由普通q和i混頻器608、606生成的q和i基帶信號(例如，q_out和i_out)添加恒定的相位偏移。相比而言，可變輔助i和q混頻器602b、604b是可調(diào)整的，使得可以通過改變可變混頻器中的晶體管的柵極電壓來校正(或者至少減少)rsb。固定輔助混頻器602a、604a具有對整個i_main和q_main軸的相位旋轉(zhuǎn)相同的量的效果。這在圖6b中的簡化的兩向量圖650中進行了示出。ib_fix_aux的相位偏移等于q_fix_aux的偏移，并且對整個星座(這里，q_main向量和i_main向量)進行逆時針旋轉(zhuǎn)。應當理解的是，圖6b并沒有限制ib_fix_aux和q_fix_aux的相位偏移的幅度和角度方向。與固定分量(ib_fix_aux和q_fix_aux)相比，可以對可變分量(ib_fix_aux和q_fix_aux)進行獨立地控制，并且可變分量可以將i_main和q_main向量旋轉(zhuǎn)不同的量，以校正(或者至少減少)相位失衡。圖6b中的簡化相位的例子描繪了將ib_var_aux和q_var_aux添加到ib_fix_aux和q_fix_aux，其與圖6b的相應電路中的混頻器輸出連接相一致。但是，在將極性控制添加到可變輔助i和q混頻器602b、604b的情況下，可以沿任一角方向?qū)b_var_aux和q_var_aux進行調(diào)整。應當理解的是，圖6b并不限制來自ib_var_aux和q_var_aux的調(diào)整的大小，并且可以在不存在調(diào)整電路的情況下，設置該調(diào)整的大小以校正i_main和q_main信號路徑中的偏移。圖4d是利用圖6b的電路進行可能的校正的更完整的示例性向量表示。

圖7是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的概念性地示出了使用輔助混頻器并且呈現(xiàn)相關聯(lián)的信號方程的相位失衡調(diào)整的框圖?？梢詫f信號702提供成針對i混頻器606和q混頻器608的輸入。在輔助分支中，該信號的幅度(α/2)可以是普通混頻器的輸出的幅度的分數(shù)。換言之，輔助混頻器602、604(或者更具體地，在輔助混頻器中實現(xiàn)的或者結(jié)合輔助混頻器實現(xiàn)的增益控制電路704、706)可以輸出部分信號，以便與來自另一個混頻器的輸出進行組合。例如，如示出的，可以將來自q混頻器608的輸出708與來自輔助i混頻器602的部分輸出710進行組合(例如，相加)，并且可以將來自i混頻器606的輸出712與來自輔助q混頻器604的部分輸出714進行組合。這些信號組合716、718可以分別在q和i基帶(bb)電路720、722(例如，bb濾波器)中進行處理，從而導致相位校正的同相輸出(pcio)和相位校正的正交輸出(pcqo)信號，其具有如圖7中示出的相關聯(lián)的方程。

圖8根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了與圖6a中的實現(xiàn)方式相對應的雙i/q相位失衡調(diào)整的例子。根據(jù)圖8中示出的方程，pcio表示相位校正的i輸出，以及pcqo表示相位校正的q輸出。該雙相失衡調(diào)整可能需要最小的或無振幅變化。如果δ(混頻器和loi和q相位失衡以及基帶輸入?yún)⒖嫉南辔皇Ш獾慕M合)是足夠小的值，則其值可以是1。由于α＝2tan(δ/2)，因此如示出的可能存在幅度下降。

圖9是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的具有使用輔助混頻器602、604的相位失衡調(diào)整電路的示例性rf前端(rffe)900的示意圖。低噪聲跨導放大器622可以在主和輔助混頻器之前，并且可以被用于對rf輸入進行放大。該主和輔助混頻器可以是單平衡混頻器或者雙平衡混頻器。可以將混頻器輸出提供給i-q組合電路902，其中x框表示如上所述的極性和/或增益控制電路610。一個或多個控制線903可以與極性和/或增益控制電路610相連接，以控制其中的組件(例如，調(diào)整晶體管612的導通電阻，修改可變電阻器(例如，變阻器)的阻抗，或者控制開關的操作)。可選地，電流模式濾波器904、906(例如，基帶濾波器)可以被用于對由混頻器602、604、606、608和i-q組合電路902輸出的基帶信號進行濾波?？梢岳糜糜诨鶐?低通)濾波的電阻器、電容器和電感器的任何適當?shù)慕M合來實現(xiàn)電流模式濾波器904、906?？梢詫⒒祛l的(和可選地濾波的)信號提供給跨阻放大器908、910，以便將電流模式基帶信號轉(zhuǎn)換至電壓模式基帶i和q信號，以進行另外的基帶處理。

通過正交混頻器輸出的部分組合的相位調(diào)整

圖10是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的具有使用正交混頻器輸出信號的部分組合(例如，不具有上面描述的輔助混頻器602、604)的相位失衡調(diào)整電路的示例性rffe1000的示意圖?？梢詫⒅骱洼o助混頻器的功能有效地組合在圖10中，使得普通i和q混頻器606、608接收rf輸入，其中該rf輸入可以由可選的低噪聲跨導放大器622進行放大。雖然將來自放大器622的單端輸出信號與單平衡混頻器相連接(如圖10中示出的)，但是放大器622的輸出反而可以是差分信號，在該情況下，可以使用雙平衡混頻器。可以將混頻器輸出提供給如示出的連接的i-q組合電路1002，其中x框表示如上所述的極性和/或增益控制電路610。對于某些實施例而言，可以包括極性和/或增益控制電路610中的一個或者另一個(即，x框中的一個是可選的)。組合的基帶輸出(其可以是使用可選的電流模式濾波器904、906濾波的)可以被提供給跨阻放大器908、910，以將電流模式信號轉(zhuǎn)換至電壓模式信號(例如，基帶i和q信號)以進行另外的處理。

對于某些實施例而言，可以利用四個晶體管來實現(xiàn)極性和/或增益控制電路610，這些晶體管中的每個漏極和源極被連接在loip、loim、loqp和loqm的四個組合中的不同組合之間。在每個混頻器信號線和晶體管的漏極或源極之間存在電阻器，達總共八個串聯(lián)電阻器。

圖11是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的概念性地示出了不使用輔助混頻器并且呈現(xiàn)相關聯(lián)的信號方程的相位失衡調(diào)整的框圖。可以將rf信號提供成針對i混頻器606和針對q混頻器608的輸入?？梢詫⒁粋€混頻器的輸出信號的幅度的分數(shù)(α/2)與來自另一個混頻器的輸出信號進行組合。例如，如示出的，可以將來自q混頻器608的輸出1102與來自i混頻器606的部分輸出1104進行組合(例如，相加)，以及可以將來自i混頻器606的輸出1106與來自q混頻器608的部分輸出1108進行組合。這些信號組合導致具有相關聯(lián)的方程的pcio和pcqo信號，如圖11中示出的。

圖12a和圖12b是根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例的使用正交混頻器輸出信號的部分組合的相位失衡調(diào)整電路的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。在圖12a中，示出了雙平衡混頻器，并且將本地振蕩器信號lo_i和lo_q與極性和/或增益控制電路610中的晶體管1202的柵極相連接，使得對部分組合的定時進行同步。對于某些實施例而言，可以在來自圖12a中示出的極性和/或增益控制電路610中交換lo_i+和lo_i-。同樣，還可以在其它極性和/或增益控制電路610中交換lo_q+和lo_q-。

對于某些實施例而言，可以通過在晶體管1202的柵極和各個差分正交lo信號之間放置多路復用器(即，多工器)來完成交換lo_i+和lo_i-(和/或lo_q+和lo_q-)。通過使用多工器，可以交換+/-lo連接。

對于某些實施例而言，通過激活更多或者更少的晶體管1202，來控制耦合(即，部分組合)的量。如果激活的晶體管1202的數(shù)量較大，則耦合的量增加，反之亦然?？梢酝ㄟ^打開或者關閉lo驅(qū)動路徑中的緩沖區(qū)，來實現(xiàn)每個晶體管1202的激活。如果緩沖區(qū)打開，則可以激活晶體管1202，而如果緩沖區(qū)關閉，則可以去激活晶體管。

圖12a中的電路還包括電流緩存雙二次濾波器(cbbq)1204，cbbq1204可以是具有低阻抗輸入并且提供第二階基帶傳遞函數(shù)的基帶濾波器。對于某些實施例而言，可選的電流模式濾波可以在cbbq1204之前，或者cbbq1204可以利用具有可選的電流模式濾波的跨阻放大器來替代，如圖9和圖10中示出的。

圖12b是具有單平衡混頻器的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。在該實現(xiàn)方式中，lna622的輸出可以是單端的，并且ac耦合電容器1206被用于將lna622的單端輸出耦合到普通i和q混頻器606、608。但是，對于其它實施例而言，可以替代地使用單個共用電容器，這是由于lna_i+和lna_q+信號具有相同的幅度和相位。在混頻器輸出處，i可以通過受itoq/ibtoqb控制信號控制的組合路徑被耦合到q(以及ib可以被耦合到qb)。替代地，i可以通過由itoqb/ibtoq控制信號控制的組合路徑被耦合到qb(以及ib可以被耦合到q)。如果耦合路徑被實現(xiàn)成多組并聯(lián)的電阻器和晶體管，則可以通過控制由控制信號啟用的晶體管的數(shù)量來修改該耦合的強度。此外，可以通過itoib耦合路徑(其由itoib控制信號控制)并且通過qtoqb耦合路徑(其由qtoqb控制信號控制)來提供關于i和q混頻器輸出的增益控制。正如圖12a，可選的電流模式濾波可以可選地在cbbq1204之前，或者cbbq1204可以用電流模式濾波和跨阻放大器(tia)的任意組合來替代，如圖9和圖10中示出的。

圖13示出了可以由使用正交混頻器輸出信號的部分組合的相位失衡調(diào)整電路，例如，在圖10中的rffe1000或者其實現(xiàn)方式中執(zhí)行的可能的i-q校正的例子。如示出的，可以對ip/im和qp/qm之間的角度1302進行增加或者減少，其中對i和q一起調(diào)整。與使用輔助混頻器的相位失衡調(diào)整電路(例如，圖9中的rffe900或者其實現(xiàn)方式)相比，在該實現(xiàn)方式中，可以不對i和q進行獨立地控制?？梢酝ㄟ^下面的方程來概括圖13中的校正：

i'＝i+αq

和

q'＝q+αi

其中α例如在-10％和10％(包含的)之間。但是，如果利用如關于圖12a描述的時間同步來實現(xiàn)正交混頻器輸出信號的部分組合，則對從q到i和從i到q的耦合的獨立控制可能是可行的，如利用使用輔助混頻器的相位失衡調(diào)整的情況。

示例性混頻器實現(xiàn)方式

圖14根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了可以被用作相位失衡調(diào)整電路中的混頻器的示例性雙平衡混頻器1400(作為主或者輔助混頻器)?；祛l器1400的晶體管1402可以將差分rf信號(rfinp和rfinm)與差分lo信號(例如，包括loip和loim的差分ilo信號)進行混頻。該混頻產(chǎn)生差分(基帶)輸出信號(bbip和bbim)，其具有差分rf和lo信號的和頻與差頻的頻率分量。

輔助混頻器晶體管的信道寬帶與長度之比(w/l)可以比主混頻器晶體管的w/l更小。例如，與主混頻器晶體管的w/l相比，輔助混頻器晶體管的w/l可以小10和100倍之間(例如，對應于輔助混頻器晶體管的0.3到3的w/l對(versus)對應于主混頻器晶體管的30的w/l)?？梢詫⑤o助混頻器設計為任何適當?shù)拇笮?即，信道寬帶與長度之比(w/l))以提供期望的相位失衡校正，并且不限于先前的例子。

圖15a-15f根據(jù)本公開內(nèi)容的實施例示出了具有各種示例性極性和/或增益控制電路610的示例性混頻器實現(xiàn)方式。在圖15a中，輔助混頻器1502向極性控制電路1504(其包括四個晶體管1505)和數(shù)字增益控制電路1506提供輸入。例如，可以通過(數(shù)字地)控制啟用的并聯(lián)的晶體管1507的數(shù)量n，來控制有效的輔助混頻器增益(即，通過輔助混頻器和極性和/或增益控制電路的整體增益)。極性和增益控制電路1504、1506的順序是可互換的。

與圖15a的數(shù)字增益控制電路1506相比，圖15b示出了向極性控制電路1504和模擬增益控制電路1510提供輸入的輔助混頻器1502。例如，可以通過對增益控制晶體管1511上的柵偏壓(其可以控制增益控制晶體管的rds(on))進行控制，來控制有效的輔助混頻器增益。極性和增益控制電路1504、1510的順序是可互換的。對于某些實施例而言，數(shù)字增益控制電路1506可以以任一順序與模擬增益控制電路1510級聯(lián)。

圖15c示出了類似于圖15b的示例性電路，其中使用可變電阻器1521來替代增益控制電路1520中的增益控制晶體管1511。例如，可變電阻可以是經(jīng)由控制線vcntrl_res來模擬或者數(shù)字地控制的。

對于某些實施例而言，可以對極性和增益控制進行合并。例如，圖15d示出了類似于圖15a的示例性電路1530，其中將極性和增益控制合并到與輔助混頻器1502相連接的四組選擇性啟用的并聯(lián)晶體管1531中。數(shù)字控制線可以被用于選擇每組中的n個晶體管的各種組合。還可以使用數(shù)字邏輯(例如，邏輯門1535)來有效地控制電路1530的極性和/或增益。

圖15e示出了與圖15b中示出的電路類似的示例性電路1540，但其中將極性和增益控制合并到四個晶體管1541中。對于某些實施例而言，可以使用傳輸門1545(例如，反相器和模擬解復用器)來生成用于控制極性和/或增益的偏置信號。

圖15f示出了可以被用于實現(xiàn)圖6b的可變輔助混頻器602b、604b的示例性電路1550。這里的極性是由對lo信號極性進行選擇性交換(使用由plus(加)和minus(減)信號控制的開關或者晶體管1552)控制的，并且增益是通過使用控制線vbias_gain，控制輔助混頻器晶體管1402的柵極上的dc偏置來控制的。

圖16根據(jù)本公開內(nèi)容的另一個實施例示出了可以被用作相位失衡調(diào)整電路中的輔助混頻器的示例性雙平衡混頻器1600(其類似于圖14中示出的混頻器1400)。圖16的混頻器1600包括多個混頻電路1610和多個組合電路1620。在所示出的圖16的實施例中，多個混頻電路1610包括四個混頻電路1612、1614、1616、1618，它們中的每個可以被配置成圖17a中示出的輔助混頻電路1700或者被配置成圖14中示出的混頻電路1402。但是，多個混頻電路1610中的至少一個將被配置成圖17a中示出的輔助混頻電路1700。在一個實施例中，組合電路1622或者1624包括加法電路，該加法電路對兩個輸入信號進行加法或者減法，以生成輸出信號。

在一個實施例中，輔助混頻器1600接收差分lo信號和差分rf輸入信號。差分lo信號包括正同相l(xiāng)o信號(loip)1650和負同相l(xiāng)o信號(loim)1654。差分rf輸入信號包括正rf輸入信號(rfinp)1652和負rf輸入信號(rfinm)1656。在其它實施例中，差分lo信號包括正正交lo信號(loqp)和負正交lo信號(loqm)。輔助混頻器1600還接收多個線性模式控制信號，其包括低線性模式(ll模式)控制信號1660和中等線性模式(ml模式)控制信號1662。此外，輔助混頻電路1600生成差分(基帶)輸出信號，其包括正基帶輸出信號(bbip)1630和負基帶輸出信號(bbim)1632。正基帶輸出信號(bbip)1630具有差分rf和lo信號的和頻的其頻率分量，而負基帶輸出信號(bbim)1632具有差分rf和lo信號的差頻的其頻率分量。

在所示出的圖16的實施例中，混頻電路1612接收正同相l(xiāng)o信號(loip)1650和正rf輸入信號(rfinp)1652，連同線性模式控制信號1660、1662?；祛l電路1612將兩個輸入信號1650、1652混頻，以生成第一頻率變換信號1672，其被輸出到組合電路1622?；祛l電路1614接收負同相l(xiāng)o信號(loim)1654和正rf輸入信號(rfinp)1652，連同線性模式控制信號1660、1662?；祛l電路1614將兩個輸入信號1652、1654進行混頻，以生成第二頻率變換信號1674，其被輸出到組合電路1624?；祛l電路1616接收負同相l(xiāng)o信號(loim)1654和負rf輸入信號(rfinm)1656，連同線性模式控制信號1660、1662?；祛l電路1616將兩個輸入信號1654、1656進行混頻，以生成第三頻率變換信號1676，其被輸出到組合電路1622?；祛l電路1618接收正同相l(xiāng)o信號(loip)1650和負rf輸入信號(rfinm)1656，連同線性模式控制信號1660、1662?；祛l電路1618將兩個輸入信號1650、1656進行混頻，以生成第四頻率變換信號1678，其被輸出到組合電路1624。

在所示出的圖16的實施例中，組合電路1622分別接收混頻電路1612、1616的第一和第三頻率變換信號1672、1676，并且對信號1672、1676進行組合以生成正基帶輸出信號(bbip)1630。組合電路1624分別接收混頻電路1614、1618的第二和第四頻率變換信號1674、1678，并且對信號1674、1678進行組合以生成負基帶輸出信號(bbim)1632。組合電路1622、1624的兩個輸出信號1630、1632形成差分基帶輸出信號，其被發(fā)送給基帶濾波器1640。

圖17a是根據(jù)本公開內(nèi)容的一個實施例的輔助混頻電路1700的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。如上所述，圖17a中示出的輔助混頻電路1700是混頻電路1612、1614、1616、1618中的至少一個的一個實施例。但是，在其它實施例中，混頻電路1612、1614、1616、1618中的任何一個可以被配置成圖14中示出的混頻電路1402，而不是輔助混頻電路1700。

在所示出的圖17a的實施例中，輔助混頻電路1700包括設備的組合，使得輔助混頻電路1700的大小根據(jù)基帶濾波器的阻抗是可調(diào)整的。配置輔助混頻電路1700的大小根據(jù)基帶濾波器的阻抗是可調(diào)整的原因在于：當基帶濾波器的阻抗改變時(例如，存在干擾源時)，i和q耦合電流改變。此外，在半雙工系統(tǒng)中，由于不存在發(fā)射機的并發(fā)操作，因此可以使用若干技術來消除接收機表面聲波(saw)濾波器(“無saw”)。但是，輸入saw濾波器的去除造成在低噪聲放大器(lna)輸入處存在具有高輸入電平的干擾源。此外，輸入saw濾波器的去除將動態(tài)范圍要求增加到110db。因此，在一個實施例中，為了在存在干擾源時，在全球移動通信系統(tǒng)(gsm)無saw收發(fā)機的輔助混頻器中實現(xiàn)相位失衡調(diào)整電路，輔助混頻電路1700的大小需要根據(jù)基帶濾波器的阻抗是可調(diào)整的。由于在混頻器中對i和q耦合電流進行適當?shù)鼗祛l(如上面詳細地描述的)來調(diào)整相位失衡，因此i和q耦合電流的比率的任何擾動導致噪聲系數(shù)的增加。

為了對抗i和q耦合電流的比率的干擾，在一個實施例中，輔助混頻電路1700被配置有多個路徑1710、1720、1730，其中，每個路徑表示一種線性模式。因此，在一個實施例中，通過根據(jù)基帶濾波器的阻抗來調(diào)整每種線性模式的路徑的阻抗來對抗這些干擾。例如，對于低線性模式路徑1710來說，當金屬氧化物半導體場效應晶體管(mosfet)開關1714被打開并且mosfet開關1724被關閉時，mosfet電阻器(mos電阻器)1712的值是根據(jù)基帶濾波器阻抗來調(diào)整的。該mosfet電阻器的值是通過調(diào)整流經(jīng)mosfet的電流來調(diào)整的。對于中等線性模式路徑1720而言，當mosfet開關1724被打開并且mosfet開關1714被關閉時，mos電阻器1722的值是根據(jù)基帶濾波器阻抗來調(diào)整的。對于高線性模式路徑1730而言，mos電阻器1732的值是根據(jù)基帶濾波器阻抗來調(diào)整的。應當注意到的是，雖然在圖17a中只示出了三個路徑，但可以根據(jù)基帶濾波器阻抗來配置任意數(shù)量的線性模式路徑。此外，還應當注意到的是，可以對線性模式路徑進行組合，以針對不同的基帶濾波器阻抗提供不同的電阻。在圖17a中，lo控制的mos電阻器1712、1722、1732被分組并標記成1740，同時線性模式開關1714、1724被分組并標記成1742。

在一個實施例中，根據(jù)下式，使用不同的切換分支1710、1720、1730來調(diào)整輔助混頻電路1610的大小：

其中，wma＝mos電阻器ma的寬度與長度之比(w/l)，

wm＝mos電阻器m的寬度與長度之比(w/l)，

rbb＝基帶濾波器的阻抗，

raux＝輔助混頻器設備的切換線性路徑的電阻，

rmix＝普通混頻器的電阻。

在另一個實施例中，輔助混頻電路1700的大小是通過放置另外的切換的串聯(lián)電阻器來調(diào)整的。在另一個實施例中，輔助混頻電路1700的大小是使用基于mos的可編程電阻器來調(diào)整的。

圖17b是根據(jù)本公開內(nèi)容的另一個實施例的輔助混頻電路1750的示例性實現(xiàn)方式的示意圖。在所示出的圖17b的實施例中，輔助混頻電路1750包括單個路徑，使得利用單個lo控制的mos電阻器1760來替代圖17a中的lo控制的mos電阻器1740，同時利用至少一個可變電阻器1762來替代圖17a中的線性模式開關1742，其中所述至少一個可變電阻器1762調(diào)整用于期望的線性模式的電流。因此，在該實施例中，mos電阻器1760是通過本地振蕩器來驅(qū)動的，并且充當開關設備。所述至少一個可變電阻器1762對該電流進行控制。在一個實施例中，將可變電阻器1762實現(xiàn)成壓控可變電阻器。在另一個實施例中，將可變電阻器1762實現(xiàn)成一組可開關的電阻器。

本文描述的收發(fā)機芯片、lna和混頻器可以被實現(xiàn)在ic、模擬ic、rfic、混頻信號ic、asic、印刷電路板(pcb)、電子設備等等中。還可以利用諸如互補金屬氧化物半導體(cmos)、n溝道m(xù)os(nmos)，p溝道m(xù)os(pmos)、雙極結(jié)型晶體管(bjt)，雙極cmos(bicmos)、硅鍺(sige)、砷化鎵(gaa)、異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(hbt)、高電子遷移率晶體管(hemt)，絕緣硅片(soi)等等之類的各種ic加工技術來制造接收機芯片和lna。

本文描述的實現(xiàn)收發(fā)機芯片、lna和混頻器的裝置可以是獨立的設備，或者可以是更大設備的一部分。設備可以是(i)獨立的ic、(ii)可以包括用于存儲數(shù)據(jù)和/或指令的存儲器ic的一個或多個ic的集合、(iii)諸如rf接收機(rfr)或rf發(fā)射機/接收機(rtr)之類的rfic、(iv)諸如移動站調(diào)制解調(diào)器(msm)之類的asic、(v)可以被嵌入在其它設備內(nèi)的模塊、(vi)接收機、蜂窩電話、無線設備、手持機或者移動單元、(vii)等等。

技術人員將意識到的是，結(jié)合本文公開的實施例描述的各種說明性的框和模塊可以用各種形式來實現(xiàn)。上面已經(jīng)圍繞一些框和模塊的功能對其進行了總體描述。這樣的功能如何被實現(xiàn)取決于對整個系統(tǒng)施加的設計約束。熟練的技術人員可以針對每個特定應用，以變通的方式實現(xiàn)所描述的功能，但是，這樣的實現(xiàn)決策不應當被解釋為導致背離本公開內(nèi)容的范圍。此外，對模塊、框或者步驟內(nèi)的功能的分組是為了便于描述的目的。在不背離本公開內(nèi)容的情況下，可以將具體的功能或步驟從一個模塊或者框移走。

結(jié)合本文公開的實施例描述的各種說明性的邏輯框、單元、步驟、組件和模塊，可以利用處理器來實現(xiàn)或執(zhí)行，該處理器例如，被設計為執(zhí)行本文描述的功能的通用處理器、數(shù)字信號處理器(dsp)、專用集成電路(asic)、現(xiàn)場可編程門陣列(fpga)或其它可編程邏輯器件、分立門或者晶體管邏輯器件、分立硬件組件或者其任意組合。通用處理器可以是微處理器，但是在替代方案中，該處理器可以是任何處理器、控制器、微控制器或者狀態(tài)機。處理器還可以被實現(xiàn)成計算設備的組合，例如，dsp和微處理器的組合、多個微處理器、結(jié)合dsp內(nèi)核的一個或多個微處理器、或者任何其它這樣的配置。此外，實現(xiàn)本文描述的實施例和功能框和模塊的電路可以利用各種晶體管類型、邏輯系列和設計方法來實現(xiàn)。

提供本公開內(nèi)容的先前描述內(nèi)容，以使得本領域任何技術人員能夠?qū)崿F(xiàn)或者使用本公開內(nèi)容。對于本領域技術人員來說，對本公開內(nèi)容的各種修改是顯而易見的，并且本文定義的一般原理可以在不背離本公開內(nèi)容的范圍的情況下被應用于其它變型。因此，本公開內(nèi)容不旨在被限制到本文描述的例子和設計方案，而是要符合與本文公開的原理和新穎性特征相一致的最寬的范圍。