專利名稱：一種超低功耗低噪聲放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及射頻接收機系統(tǒng)中的放大器，尤其是一種超低功耗低噪聲放大器，
背景技術(shù)：
低噪聲放大器是噪聲系數(shù)很低的放大器，一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器以及高靈敏度電子探測設(shè)備的放大電路，對于幾乎所有的射頻接收機系統(tǒng)，必不可少的一個模塊就是低噪聲放大器。由于系統(tǒng)接收到的射頻信號幅度通常很弱，放大器自身的噪聲對信號的干擾可能很嚴(yán)重，因此希望減小這種噪聲，并且提供一定的電壓增益，以提高輸出的信噪比。設(shè)計一款低功耗、高增益、低噪聲的放大器電路IP核具有較為廣泛的應(yīng)用前景和應(yīng)用價值。
ISM (Industrial Scientific Medical)頻段，是由 ITU-R (ITURadiocommunication Sector,國際通信聯(lián)盟無線電通信局)定義的。此頻段主要是開放給工業(yè)，科學(xué)、醫(yī)學(xué)，三個主要機構(gòu)使用，無需授權(quán)許可。2. 4GHz^2. 5GHz是全世界公開通用使用的無線頻段，在2. 4GHz頻段下工作可以獲得更大的使用范圍和更強的抗干擾能力，目前廣泛應(yīng)用于家用及商用領(lǐng)域。2. 4GHz頻段廣泛應(yīng)用于ZigBee (IEEE802. 15. 4)協(xié)議下的各種短距離無線通信、藍牙通信(Bluetooth/IEEE802. 15. I )、無線傳感器網(wǎng)絡(luò)WSN (WirelessSensor Network)、無線局域網(wǎng)(Wi_Fi/IEEE802. lla/b/g/n)等等。共柵結(jié)構(gòu)放大器廣泛應(yīng)用于寬帶低噪聲放大器的設(shè)計中，主要原因是其具有寬帶輸入匹配特性，傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器電路如圖I所示。信號由晶體管M1、M2源極輸入，通過調(diào)整Ml和M2的寬長比及柵極偏置電壓，可以調(diào)整流經(jīng)Ml和M2的電流大小，進而改變Ml和M2的跨導(dǎo)gm，使其輸入阻抗與50歐姆天線匹配。通過調(diào)整負(fù)載電阻Rl和R2的阻值大小，可以獲得不同的電壓增益。該結(jié)構(gòu)具有較寬的輸入帶寬和增益帶寬。但是，傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器具有以下缺點第一是功耗大，傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器的輸入阻抗近似為I/(gm+gmb),其中g(shù)m為輸入晶體管跨導(dǎo)，gmb為輸入晶體管襯底到源極電位差帶來的體效應(yīng)對應(yīng)的等效跨導(dǎo)。為了實現(xiàn)輸入阻抗與50歐姆天線的匹配，必須通過增加工作電流以提高輸入管的跨導(dǎo)，使輸入阻抗近似等于50歐姆。第二是增益低，傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器的增益很大程度上取決于負(fù)載阻抗大小，但是大負(fù)載電阻會帶來過多的壓降，且由于寄生電容的存在，在高頻處的增益會急劇下降。第三是噪聲大，傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器的噪聲系數(shù)較大，往往超過4dB。第四是隔離度差，由于傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器的隔離度較差，這將導(dǎo)致輸出端信號返回到輸入端，難以滿足系統(tǒng)對隔離度指標(biāo)的要求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為克服傳統(tǒng)的共柵結(jié)構(gòu)放大器的不足，提出一種超低功耗低噪聲放大器，能在保證在增益、噪聲性能的基礎(chǔ)上，大幅度降低電路功耗。
本發(fā)明采取的技術(shù)方案如下一種超低功耗低噪聲放大器，其特征在于設(shè)有第一、第二兩個輸入放大單元、正反饋隔離單元以及負(fù)載單元，差分射頻輸入信號的正負(fù)兩端分別連接第一、第二兩個輸入放大單元的正輸入端及負(fù)輸入端，第一輸入放大單元的輸出端將放大信號通過電容交叉耦合反饋給第二輸入放大單元，第二輸入放大單元的輸出端連接正反饋隔尚單兀，正反饋隔尚單兀的輸出連接負(fù)載單兀，負(fù)載單兀輸出差分射頻輸出信號；其中:第一輸入放大單元包括PMOS管Ml及PMOS管M2、四個電阻Rl、R2、R3及R4、四個電容C1、C2、C3及C4，PM0S管Ml的柵極與電容Cl及電阻Rl的一端連接在一起，PMOS管M2的柵極與電容C2及電阻R2的一端連接在一起，電阻Rl及電阻R2的另一端均連接第一偏置電壓，電容Cl的另一端與PMOS管M2的源極以及差分射頻輸入信號的負(fù)輸入端連接在一起，電容C2的另一端與PMOS管Ml的源極以及差分射頻輸入信號的正輸入端連接在一起，PMOS管Ml的襯底連接PMOS管M2的源極，PMOS管M2的襯底連接PMOS管Ml的源極，PMOS管Ml的漏極與電容C3、電阻R3的一端連接在一起，PMOS管M2的漏極與電容C4、電阻R4的一端連接在一起，電阻R3、R4的另一端均接地； 第二輸入放大單元包括NMOS管M3、NMOS管M4、兩個電阻R5及R6，NMOS管M3的柵極與電阻R5的一端及第一輸入放大單元中電容C3的另一端連接在一起，NMOS管M4的柵極與電阻R6的一端及第一輸入放大單兀中電容C4的另一端連接在一起，電阻R5、R6的另一端均連接第二偏置電壓，NMOS管M3的源極與NMOS管M4的襯底以及差分射頻輸入信號的正輸入端連接在一起，NMOS管M4的源極與NMOS管M3的襯底以及差分射頻輸入信號的負(fù)輸入端連接在一起；正反饋隔離單元包括NMOS管M5及NMOS管M6，NMOS管M5的襯底與源極互連， NMOS管M6的襯底與源極互連；NM0S管M5及NMOS管M6的源極分別連接第二輸入放大單元中NMOS管M3及NMOS管M4的漏極，NMOS管M5的柵極連接NMOS管M6的漏極，NMOS管M6的柵極連接NMOS管M5的漏極；負(fù)載單元包括兩個負(fù)載元件及兩個電容C5及C6，一個負(fù)載元件的一端與正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極以及電容C6的一端連接在一起，另一個負(fù)載元件的一端與正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極以及電容C5的一端連接在一起，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號，兩個負(fù)載元件的另一端連接電源電壓VDD。所說負(fù)載元件可以為電感，電感的一端與電容C6的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極連接在一起，電感的另一端與電容C5的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極連接在一起.，電感的中心抽頭連接電源電壓VDD，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號。所說負(fù)載元件也可為兩個電阻R7及R8，電阻R7的一端與電容C6的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極連接在一起，電阻R8的一端與電容C5的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極連接在一起，電阻R7及R8的另一端連接電源電壓VDD，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號。本發(fā)明的優(yōu)點及顯著效果(I)本發(fā)明設(shè)有第一、第二輸入放大單元，采用電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)，第一輸入放大單元的PMOS管柵極到源極和襯底到源極進行了雙交叉耦合，第二輸入放大單元的NMOS管襯底到源極進行了交叉耦合，差分輸入端通過第一、第二輸入放大單元實現(xiàn)50歐姆輸入阻抗。第一輸入放大單元的PMOS管輸出的放大電壓信號通過電容交叉耦合給第二輸入放大單元的NMOS管的柵極，形成有源電容交叉耦合結(jié)構(gòu)。第二輸入放大單元再通過正反饋隔離單元與負(fù)載單元連接。負(fù)載單元可以是電感或電阻元件，如果負(fù)載單元的元件為電感，則正反饋隔離單元產(chǎn)生的負(fù)阻可以部分抵消負(fù)載單元中電感的損耗以提高電感等效Q值，進而提高電路增益，增強電路選頻特性。如果負(fù)載單元的元件為電阻，則正反饋隔離單元產(chǎn)生的負(fù)阻與負(fù)載電阻并聯(lián)，可以在選取較低阻值的電阻以降低負(fù)載單元上的直流壓降的同時，獲得較大的交流負(fù)載電阻，進而提高電路增益。最終電路通過電容輸出放大的差分電壓信號。(2)低功耗。在實現(xiàn)50歐姆輸入阻抗匹配要求下，采用本發(fā)明可以大幅度降低功耗。在相同增益(24dB)條件下，本發(fā)明功耗為O. 9mW，傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器為5mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器為3mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)功耗為2. 6mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)為2. 3mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放 大器+負(fù)載正反饋技術(shù)為2. 2mff ;在相同噪聲系數(shù)(3. 8dB)條件下，本發(fā)明功耗為O. 9mW，傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器為5. 2mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器為3. 2mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)功耗為2. 7mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)為2. 3mW、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)為2. 5mW?？梢姡景l(fā)明功耗遠(yuǎn)低于其他結(jié)構(gòu)。(3)高增益。本發(fā)明采用電感負(fù)載，相比電阻負(fù)載可以降低負(fù)載上的直流壓降。同時使用了正反饋技術(shù)，利用隔離單元，在不消耗更多功耗的前提下，產(chǎn)生負(fù)阻，抵消電感的損耗，提聞電感等效Q值，增大電路增益。同時交叉稱合技術(shù)可以提聞MOS管等效的跨導(dǎo)gm和gmb,從而提高電壓增益。在相同功耗條件下(I. 8V電源電壓下,工作電流O. 5mA),傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)等，由于工作電流僅為O. 5mA，導(dǎo)致上述放大器均不具有放大功能，不能正常工作。而本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)可以提供最高的增益。(4)低噪聲。本發(fā)明同時采用交叉耦合和電流復(fù)用技術(shù)，并且在兩級放大器間使用了有源電容正反饋技術(shù)，提高原有交叉耦合的強度，從而更進一步降低了電路噪聲系數(shù)。在相同功耗條件下(I. 8V電源電壓下，工作電流O. 5mA)，傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)等，都不能正常工作。而本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)可以得到最低的噪聲系數(shù)。(5)高隔離度。本發(fā)明的隔離正反饋單元采用在產(chǎn)生正反饋負(fù)阻的同時，提高放大器的隔尚度，相比直接輸出，電路隔尚度可從原先30dB提聞至50dB。(6)本發(fā)明提出的電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+有源電容交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋結(jié)構(gòu)低噪聲放大器，可以大幅降低功耗，提高電壓增益，降低噪聲系數(shù)，可以應(yīng)用于低功射頻前端中。(7)本發(fā)明仿真結(jié)果均在2. 4GHz頻段下進行，通過調(diào)整元件參數(shù)，本發(fā)明結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用于其他各頻段。本發(fā)明采用CMOS工藝，在射頻電路中具有較大優(yōu)勢，設(shè)計結(jié)構(gòu)簡單，在改善噪聲性能與增益同時，將功耗大幅度降低，具有較大的輸入匹配帶寬，在
2.4GHz^2. 5GHz ISM頻帶范圍內(nèi)具有較高的增益且具有較小的噪聲系數(shù)。


圖I是傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)低噪聲放大器的電路原理圖；圖2是本發(fā)明低噪聲放大器的電路方框圖；圖3是本發(fā)明低噪聲放大器的電路原理圖(負(fù)載單元為電感)；圖4是本發(fā)明低噪聲放大器的電路原理圖(負(fù)載單元為電阻)；圖5是相同功耗下本發(fā)明與其它幾種電路結(jié)構(gòu)的電壓增益仿真曲線比較； 圖6是相同功耗下本發(fā)明與其它幾種電路結(jié)構(gòu)的噪聲系數(shù)曲線比較；圖7是圖3的另一種實施電路；圖8是圖4的另一種實施電路；圖9、10是在窄帶應(yīng)用時的另兩個實施例。
具體實施例方式參看圖2，本發(fā)明設(shè)有輸入放大單元I、輸入放大單元2、正反饋隔離單元3以及負(fù)載單元4。差分射頻輸入信號的正負(fù)兩端分別連接輸入放大單元I、輸入放大單元2的正輸入端in+及負(fù)輸入端in-,輸入放大單元I的輸出端連接輸入放大單元2,將放大的正反饋信號通過電容耦合送給輸入放大單元2，輸入放大單元2輸出端連接正反饋隔離單元3，正反饋隔離單元3的輸出連接負(fù)載單元4，負(fù)載單元4輸出差分射頻輸出信號。參看圖3，圖4，輸入放大單元I、輸入放大單元2采用電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)，并在輸入放大單元I的PMOS管柵極到源極和襯底到源極進行了雙交叉耦合，輸入放大單元2的NMOS管襯底到源極進行了交叉耦合，差分輸入端通過輸入放大單元I、輸入放大單元2實現(xiàn)50歐姆輸入阻抗。輸入放大單元I的PMOS管產(chǎn)生的放大電壓信號通過電容交叉耦合給輸入放大單元2的NMOS管的柵極，形成有源電容交叉耦合結(jié)構(gòu)。輸入放大單元2再通過正反饋隔離單元3與負(fù)載單元4連接，如果負(fù)載單元4的元件為電感，則正反饋隔離單元3產(chǎn)生的負(fù)阻可以部分抵消負(fù)載單兀4中電感的損耗以提聞電感等效Q值，進而提聞電路增益，增強電路選頻特性。如果負(fù)載單元4的元件為電阻，則正反饋隔離單元產(chǎn)生的負(fù)阻與負(fù)載電阻并聯(lián)，可以在選取較低負(fù)載阻值的電阻以降低負(fù)載單元上的直流壓降的同時，獲得較大的交流負(fù)載電阻，進而提高電路增益。最終通過電容輸出放大的電壓差分信號。其中輸入放大單元I設(shè)有PMOS管Ml、M2以及電容C1、C2、C3、C4，電阻R1、R2、R3、R4 ;輸入放大單元2設(shè)有NMOS管M3、M4以及電阻R3、R4 ;隔離正反饋單元3設(shè)有NMOS管M5、M6 ;負(fù)載單元5設(shè)有電感LI (或電阻)、電容C5、C6。電路的連接關(guān)系如下差分射頻in+、in-信號連接輸入放大單元I的PMOS管Ml、M2的源極，PMOS管Ml、M2的柵極串聯(lián)電阻Rl、R2后連接到偏置電壓Vbias_PM0S，PM0S管Ml的柵極串聯(lián)電容Cl后連接M2源極，PMOS管M2的柵極串聯(lián)電容C2后連接Ml源極，該連接方式為一組交叉耦合。同時，PMOS管Ml的襯底連接M2源極，PMOS管M2的襯底連接Ml源極，該連接方式為第二組交叉耦合。PMOS管M1、M2的漏極串聯(lián)電阻R3、R4到地，同時串聯(lián)電容C3、C4將放大信號輸出反饋給輸入放大單元2。差分射頻in+、in-信號同時連接輸入放大單元2的NMOS管M3、M4的柵極串聯(lián)電阻R5、R6后連接到偏置電壓Vbias_NMOS，NMOS管M3的襯底連接M4源極，NMOS管M4的襯底連接M3源極，該連接方式為第三組交叉耦合。NMOS管M3、M4的柵極同時連接經(jīng)由放大單元I中電容C3、C4的另一端，接收經(jīng)放大單元I放大的輸出信號，該連接方式構(gòu)成第四組交叉耦合，該交叉耦合也為有源電容交叉耦合部分。NMOS管M3、M4的漏極分別連接正反饋隔離單元3的NMOS管M5、M6的源極，NMOS管M5的襯底與源極互連，NMOS管M6的襯底與源極互連；正反饋隔離單元3的NMOS管M5的柵極連接NMOS管M6的漏極，NMOS管M6的柵極連接NMOS管M5的漏極，該連接方式構(gòu)成第五組交叉耦合，該交叉耦合為負(fù)載正反饋形成負(fù)阻的部分。負(fù)載單元可以由電感或電阻元件組成。如果負(fù)載單元元件為電感，則NMOS管M5、M6的漏極分別連接負(fù)載單元4差分電感LI的兩端，后經(jīng)電容C5、C6輸出差分射頻信號。LI的中心抽頭連接電源電壓VDD。如果負(fù)載單元元件為電阻，則NMOS管M5、M6的漏極分別連接負(fù)載單元4電阻R7、R8后在連接電源電壓VDD，后經(jīng)電容C5、C6輸出差分射頻信號。差分射頻輸入信號通過輸入放大單元I和輸入放大單元2輸入，對于共柵結(jié)構(gòu)的 放大電路，其輸入阻抗約為I/(gm+gmb)，此處，gm為共柵極晶體管的跨導(dǎo)，gmb為共柵極晶體管襯底B到源極S的電位差帶來的等效跨導(dǎo)。首先，本專利中采用電流復(fù)用技術(shù)，對輸入放大單元I和輸入放大單元2的輸入阻抗分別匹配到100歐姆，兩者并聯(lián)即為系統(tǒng)輸入阻抗50歐姆。相比傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器，所需要的功耗降低了一半。而且，這種連接方法降低了 MOS管的二級效應(yīng)，使得電路的總體噪聲系數(shù)有所降低。其次，增加gm和gmb可以降低電路的輸入阻抗。gm和gmb與電流Id相關(guān),通過增加gm和gmb來降低輸入阻抗意味著必須增加工作電流，也就是增加了功耗。本專利在輸入端進行了三組交叉耦合，PMOS管Ml的柵極串聯(lián)電容Cl后連接M2的源極，PMOS管M2的柵極串聯(lián)電容C2后連接Ml的源極。同時，MOS管M1、M3的襯底分別連接M2、M4的源極，MOS管M2、M4的襯底分別連接M1、M3的源極。此時，輸入放大單元I中PMOS管對應(yīng)的等效gm和gmb增加為2gm和2gmb。輸入放大單元2中NMOS管對應(yīng)的等效gmb增加為2gmb。這種連接方式又可以大幅度降低功耗。綜上所述，相比傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器完成50歐姆輸入匹配，本專利需要的功耗大幅度降低。即在相同電源電壓下，工作電流降低為傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)低噪聲放大器的約四分之一。同時交叉耦合連接方式可以改善噪聲系數(shù)。另一方面，輸入放大單元I產(chǎn)生的放大信號通過電容耦合反饋到輸入放大單元2的柵極。可以大幅度降低電路的噪聲系數(shù)。其原理如下，共柵放大器的噪聲表達式為
yy
「 _ 17 — I1 _￡_— I I /
0039a(l+Jf gmMs a(l+A) u+A)g~fii=I其中F為放大器的噪聲系數(shù)，Y是溝道熱噪聲電流系數(shù)，α是短溝道效應(yīng)因數(shù)，gm是共柵晶體管的跨導(dǎo)，A是等效耦合放大電路的增益。而在普通無源電容交叉耦合電路中A約為1，因為是通過電容直接連接反向信號。則使用無源電容交叉耦合技術(shù)可以將共柵放大器的噪聲系數(shù)第二項分母變?yōu)? α，也就是說將第二項對噪聲系數(shù)的貢獻降低到原來的二分之一。然而，如果可以將放大了的信號反饋回柵極，也就是說，如果等效放大器的增益大于1，則對第二項的數(shù)值的降低將會起到更好的作用，使得噪聲系數(shù)進一步降低為ψ
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L 」(1+J)a其中F為放大器的噪聲系數(shù)，Y是溝道熱噪聲電流系數(shù)，α是短溝道效應(yīng)因數(shù)，A是等效耦合放大電路的增益。共柵放大器的噪聲系數(shù)第二項分母變?yōu)?1+Α) α，第二項對噪聲系數(shù)的貢獻進一步降低，降低程度取決于增益A的大小。但是，使用該技術(shù)必須額外使用一級放大電路，這會引入額外的功耗。此處電流復(fù)用技術(shù)可以在不增加功耗的基礎(chǔ)上，得到放大的差分信號。輸入放大單元I產(chǎn)生的放大信號反向交叉后送給輸入放大單元2的NMOS管柵極。具體體現(xiàn)為PMOS管Ml、M2的漏極串聯(lián)電阻R3、R4到地，同時串聯(lián)電容C3、C4將放大信號輸出反饋給輸入放大單元2中NMOS管M3、M4的柵極。該方案既能夠不消耗更多的電流，又可以實現(xiàn)有源電容交叉耦合結(jié)構(gòu)。NMOS管M3、M4的漏極分別連接正反饋隔離單元3的NMOS管M5、M6的源極。正反饋隔離單元3的NMOS管M5的柵極連接NMOS管M6的漏極，NMOS管M6的柵極連接NMOS管M5的漏極，該連接方式可以產(chǎn)生等效為-Ι/gm的阻抗，為負(fù)阻。該阻抗直接與負(fù)載單元并聯(lián)，如果負(fù)載單元元件為電感，可以提高電感等效Q值，從而提高電路的增益和選頻特性。如果負(fù)載單元元件為電阻，則該阻抗與負(fù)載電阻并聯(lián)，可以在選取較低阻值的電阻以降低負(fù)載單元上的直流壓降的同時，獲得較大的交流負(fù)載電阻，進而提高電路增益。這種連接方式，構(gòu)成了電路的負(fù)載正反饋部分。 如果負(fù)載元件為電感，NMOS管M5、M6的漏極連接負(fù)載差分電感LI的兩端和電容C5、C6,輸出放大的電壓信號即為射頻差分輸出信號。負(fù)載單兀中LI的中心抽頭連接電源VDD,構(gòu)成電路完整的直流通路。LI和C5、C6以及NMOS管M5、M6的寄生電容構(gòu)成LC諧振電路，滿足所需頻段的選頻特性。如果負(fù)載單元元件為電阻，則NMOS管M5、M6的漏極分別連接電阻R7、R8后連接電源電壓VDD，通過C5、C6分別輸出正負(fù)差分射頻輸出信號，隔離直流分量。參看圖5可見，相同功耗下本發(fā)明與電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)的電壓增益曲線比較，其結(jié)果顯示本發(fā)明設(shè)計的低噪聲放大器增益最高。在相同功耗條件下(I. 8V電源電壓下，工作電流O. 5mA),傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)等，由于工作電流僅為O. 5mA,導(dǎo)致上述放大器均不具有放大功能，不能正常工作。而本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)與電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)的增益仿真曲線的比較結(jié)果如圖5所示。由圖5可得，本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)可以提供最高的增益。參看圖6可見，相同功耗下本發(fā)明與相同功耗下本發(fā)明與電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)的噪聲系數(shù)曲線比較，其結(jié)果顯示本發(fā)明設(shè)計的低噪聲放大器在工作頻段內(nèi)噪聲系數(shù)最低。在相同增益或噪聲系數(shù)條件下，本發(fā)明設(shè)計的低噪聲放大器與傳傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)相比，其功耗遠(yuǎn)低于其他結(jié)構(gòu)。在相同功耗條件下(I. 8V電源電壓下，工作電流O. 5mA)，本傳統(tǒng)共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+負(fù)載正反饋技術(shù)，都不能正常工作。本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)與電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+有源電容交叉耦合技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+襯底及柵源交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)、電流復(fù)用共柵結(jié)構(gòu)放大器+有源電容交叉耦合技術(shù)+負(fù)載正反饋技術(shù)的噪聲系數(shù)仿真曲線比較結(jié)果如圖6所示。由圖6可得，本發(fā)明結(jié)構(gòu)可以得到最低的噪聲系數(shù)。雖然本發(fā)明中給出的是2. 4GHz頻段的仿真結(jié)果，但通過調(diào)整本發(fā)明的元件參數(shù)，本發(fā)明同樣適用于其他頻段。本發(fā)明結(jié)構(gòu)除了可以用場效應(yīng)管實現(xiàn)，也可以用雙極型晶體管實現(xiàn)。用雙極型晶體管實現(xiàn)時，對應(yīng)圖3和圖4，只需要將NMOS管替換成NPN型三極管，PMOS管替換成PNP型三極管，同時取消原本存在于MOS器件中的襯底到源極的交叉耦合即可。具體實施方案如圖7 (電感負(fù)載)和圖8 (電阻負(fù)載)所示。在窄帶應(yīng)用時，本發(fā)明中第 一輸入放大單元的電阻R3、R4也可以被替換為電感電容諧振電路，具體實施方案如圖9(場效應(yīng)管實現(xiàn))、圖10 (雙極型晶體管實現(xiàn))。
權(quán)利要求
1.一種超低功耗低噪聲放大器,其特征在于設(shè)有第一、第二兩個輸入放大單兀、正反饋隔離單元以及負(fù)載單元，差分射頻輸入信號的正負(fù)兩端分別連接第一、第二兩個輸入放大單兀的正輸入端及負(fù)輸入端，第一輸入放大單兀的輸出端將放大信號通過電容交叉I禹合反饋給第二輸入放大單元，第二輸入放大單元的輸出端連接正反饋隔離單元，正反饋隔離單元的輸出連接負(fù)載單元，負(fù)載單元輸出差分射頻輸出信號；其中 第一輸入放大單元包括PMOS管Ml及PMOS管M2、四個電阻Rl、R2、R3及R4、四個電容(1工2、03及04，？1^管肌的柵極與電容Cl及電阻Rl的一端連接在一起，PMOS管M2的柵極與電容C2及電阻R2的一端連接在一起，電阻Rl及電阻R2的另一端均連接第一偏置電壓，電容Cl的另一端與PMOS管M2的源極以及差分射頻輸入信號的負(fù)輸入端連接在一起，電容C2的另一端與PMOS管Ml的源極以及差分射頻輸入信號的正輸入端連接在一起，PMOS管Ml的襯底連接PMOS管M2的源極，PMOS管M2的襯底連接PMOS管Ml的源極，PMOS管Ml的漏極與電容C3、電阻R3的一端連接在一起，PMOS管M2的漏極與電容C4、電阻R4的一端連接在一起，電阻R3、R4的另一端均接地； 第二輸入放大單元包括NMOS管M3、NMOS管M4、兩個電阻R5及R6，NMOS管M3的柵極與電阻R5的一端及第一輸入放大單元中電容C3的另一端連接在一起，NMOS管M4的柵極與電阻R6的一端及第一輸入放大單兀中電容C4的另一端連接在一起，電阻R5、R6的另一端均連接第二偏置電壓，NMOS管M3的源極與NMOS管M4的襯底以及差分射頻輸入信號的正輸入端連接在一起，NMOS管M4的源極與NMOS管M3的襯底以及差分射頻輸入信號的負(fù)輸入端連接在一起； 正反饋隔離單元包括NMOS管M5及NMOS管M6，NM0S管M5的襯底與源極互連，NMOS管M6的襯底與源極互連；NM0S管M5及NMOS管M6的源極分別連接第二輸入放大單元中NMOS管M3及NMOS管M4的漏極，NMOS管M5的柵極連接NMOS管M6的漏極，NMOS管M6的柵極連接NMOS管M5的漏極； 負(fù)載單元包括兩個負(fù)載元件及兩個電容C5及C6，一個負(fù)載元件的一端與正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極以及電容C6的一端連接在一起，另一個負(fù)載元件的一端與正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極以及電容C5的一端連接在一起，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號，兩個負(fù)載元件的另一端連接電源電壓VDD。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的超低功耗低噪聲放大器，其特征在于負(fù)載元件為電感，電感的一端與電容C6的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極連接在一起，電感的另一端與電容C5的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極連接在一起.，電感的中心抽頭連接電源電壓VDD，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的超低功耗低噪聲放大器，其特征在于負(fù)載元件為兩個電阻R7及R8，電阻R7的一端與電容C6的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M5的漏極連接在一起，電阻R8的一端與電容C5的一端以及正反饋隔離單元中NMOS管M6的漏極連接在一起，電阻R7及R8的另一端連接電源電壓VDD，電容C5及C6的另一端分別輸出差分射頻輸出正、負(fù)信號。
全文摘要
一種超低功耗低噪聲放大器，其特征在于設(shè)有第一、第二兩個輸入放大單元、正反饋隔離單元以及負(fù)載單元，差分射頻輸入信號的正負(fù)兩端分別連接第一、第二兩個輸入放大單元的正輸入端及負(fù)輸入端，第一輸入放大單元的輸出端將放大信號通過電容交叉耦合反饋給第二輸入放大單元，第二輸入放大單元的輸出端連接正反饋隔離單元，正反饋隔離單元的輸出連接負(fù)載單元，負(fù)載單元輸出差分射頻輸出信號。
文檔編號H03F3/45GK102801389SQ20121031522
公開日2012年11月28日 申請日期2012年8月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年8月30日
發(fā)明者李智群, 張萌, 陳亮 申請人:東南大學(xué)