本發(fā)明涉及射頻技術(shù)領(lǐng)域，具體而言，涉及一種阻抗匹配電路、一種天線和一種終端。

背景技術(shù)：

在射頻電路的相關(guān)技術(shù)中，諸如功率放大器、低噪聲放大器等非線性器件的工作過程中，會產(chǎn)生二次諧波、三次諧波或其他高次諧波，也即對射頻電路中的載波基波的干擾信號。

但是，如果在射頻電路中增加濾波模塊來濾除諧波成分，會增加射頻電路的傳輸損耗，無法滿足手機、筆記本電腦和智能穿戴設(shè)備等移動通信終端對傳輸效率的高要求，已經(jīng)成為改善移動通信終端的通信質(zhì)量的瓶頸問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明正是基于上述技術(shù)問題至少之一，提出了一種新的阻抗匹配電路，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現(xiàn)射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質(zhì)量。

有鑒于此，根據(jù)本發(fā)明的第一方面的實施例，提出了一種阻抗匹配電路，包括：射頻模塊，設(shè)有非線性器件；微帶線，所述微帶線的第一端連接至所述非線性器件的輸出端，所述微帶線的第二端直接接地或通過頻偏調(diào)節(jié)元件接地，其中，所述微帶線的電長度為λ/4的正偶數(shù)倍，所述λ為所述射頻電路的載波波長。

在該技術(shù)方案中，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現(xiàn)射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質(zhì)量。

一方面，微帶線短路連接至非線性器件的輸出端，且微帶線的電長度為f_x頻率的載波波長的1/4的正偶數(shù)倍，也即對頻率為fx的正偶數(shù)倍的諧波呈短路特性，同時，對于載波基波呈開路特性，進而在不過多得提高傳輸損耗的同時，抑制了偶數(shù)次諧波傳輸至射頻電路的負載，進而提高了基波載波的傳輸效率，提升了終端的通信質(zhì)量。

另一方面，微帶線同時也構(gòu)成了射頻電路的阻抗匹配元件，為了將射頻電路中的集總元件變化為分布參數(shù)元件(開路微帶線或短路微帶線)，需要借助于Richards公式進行計算，如下：

上述公式(1)至(4)中，一端特性阻抗為Z₀的傳輸線具有純電抗性輸入阻抗Z_in，如果傳輸線的長度為而相應(yīng)的工作頻率v_p為傳輸線的相速度，則電長度θ可根據(jù)公式(2)確定，即為Richards變換，電容性集總元件可以用一段開路傳輸線實現(xiàn)(如公式(4)所示)，也即基于Richards變換可以實現(xiàn)用特性阻抗Z₀＝L的一段短路傳輸線替代集總參數(shù)電感，也可以用特性阻抗Z₀＝1/C的一端開路傳輸線替代集總參數(shù)電容，可以選用傳輸線的長度為但并不是必須的。

其中，傳輸線的電長度為幾何長度l與其電磁波波長λ的比值，微帶線的線寬和基板參數(shù)決定其傳輸線的特性阻抗，微帶線的線長和基板參數(shù)頻率決定傳輸線的電長度β×l，每一條射頻發(fā)射和接受頻段路徑一旦確定，其每條傳輸線的工作頻率也就確定了，因此，可以根據(jù)工作頻率確定微帶線的線寬和線長。

例如，特性阻抗為120Ω，電長度為88°，頻率為2.5GHz的短路微帶線，其史密斯圓圖的電阻接近50Ω，其電抗為0.727，在2.5GHz左右換算電感為L＝0.28nH。

值得特別指出的是，集總參數(shù)電路中電容和電感之間的互換公式如下：

L＝-1/(C×(2×π×f)²) (5)

例如，f＝2GHz的10pF電容換算為電感值為0.633nH，因此，短路短截線和開路短截線并不一定只和電容或者電感搭配使用。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述非線性器件為場效應(yīng)管，所述場效應(yīng)管的漏極與所述微帶線的第一端連接。

在該技術(shù)方案中，非線性器件為場效應(yīng)管時，場效應(yīng)管具有柵極、源極和漏極，通過在漏極短接微帶線，可以濾除射頻電路中的偶次頻率諧波，進而提高了漏極的輸出效率。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，還包括：隔直電容元件，所述隔直電容元件的第一端連接至所述場效應(yīng)管的漏極，所述隔直電容元件的第二端接地。

在該技術(shù)方案中，通過將隔直電容元件并聯(lián)至漏極，且大于場效應(yīng)管的寄生輸出電容，以保證功率得以輸出，其中，隔直電容元件也可以采用開路的短截線代替。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述隔直電容元件為可變電容元件。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述頻偏調(diào)節(jié)元件為可變電阻元件和/或可變電感元件，其中，所述可變電阻元件的阻值大于或等于零。

在該技術(shù)方案中，通過設(shè)置頻偏調(diào)節(jié)元件，進而對于短路的微帶線造成的頻偏進行調(diào)節(jié)，以保證載波的中心頻段的可靠性。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述漏極的輸出信號的頻偏為零時，所述可變電阻元件的阻值為零。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述微帶線的阻抗線寬范圍為40～60Ω。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述微帶線的阻抗線寬為50Ω。

根據(jù)本發(fā)明的第二方面的實施例，還提出了一種天線，包括如上述任一項技術(shù)方案所述的阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術(shù)方案中任一項所述的阻抗匹配電路相同的技術(shù)效果，在此不再贅述。

根據(jù)本發(fā)明的第三方面，還提出了一種終端，包括如上述任一項技術(shù)方案所述的天線和阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術(shù)方案中任一項所述的天線和阻抗匹配電路相同的技術(shù)效果，在此不再贅述。

通過以上技術(shù)方案，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現(xiàn)射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質(zhì)量。

附圖說明

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路的實施例一的等效示意圖；

圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路的實施例二的等效示意圖。

具體實施方式

為了能夠更清楚地理解本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點，下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明進行進一步的詳細描述。需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請的實施例及實施例中的特征可以相互組合。

在下面的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明，但是，本發(fā)明還可以采用第三方不同于在此描述的第三方方式來實施，因此，本發(fā)明的保護范圍并不受下面公開的具體實施例的限制。

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路的實施例一的等效示意圖。

圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路的實施例二的等效示意圖。

實施例一：

如圖1所示，根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路，包括：射頻模塊102，設(shè)有非線性器件；微帶線104，所述微帶線104的第一端連接至所述非線性器件的輸出端，所述微帶線104的第二端直接接地或通過頻偏調(diào)節(jié)元件106接地，其中，所述微帶線104的電長度為λ/4的正偶數(shù)倍，所述λ為所述射頻電路的載波波長。

在該技術(shù)方案中，通過將微帶線104(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊102的輸出端，在實現(xiàn)射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質(zhì)量。

一方面，微帶線104短路連接至非線性器件的輸出端，且微帶線104的電長度為f_x頻率的載波波長的1/4的正偶數(shù)倍，也即對頻率為fx的正偶數(shù)倍的諧波呈短路特性，同時，對于載波基波呈開路特性，進而在不過多得提高傳輸損耗的同時，抑制了偶數(shù)次諧波傳輸至射頻電路的負載108，進而提高了基波載波的傳輸效率，提升了終端的通信質(zhì)量。

另一方面，微帶線104同時也構(gòu)成了射頻電路的阻抗匹配元件，為了將射頻電路中的集總元件變化為分布參數(shù)元件(開路微帶線104或短路微帶線104)，需要借助于Richards公式進行計算，如下：

上述公式(1)至(4)中，一端特性阻抗為Z₀的傳輸線具有純電抗性輸入阻抗Z_in，如果傳輸線的長度為而相應(yīng)的工作頻率v_p為傳輸線的相速度，則電長度θ可根據(jù)公式(2)確定，即為Richards變換，電容性集總元件可以用一段開路傳輸線實現(xiàn)(如公式(4)所示)，也即基于Richards變換可以實現(xiàn)用特性阻抗Z₀＝L的一段短路傳輸線替代集總參數(shù)電感，也可以用特性阻抗Z₀＝1/C的一端開路傳輸線替代集總參數(shù)電容，可以選用傳輸線的長度為但并不是必須的。

其中，傳輸線的電長度為幾何長度l與其電磁波波長λ的比值，微帶線104的線寬和基板參數(shù)決定其傳輸線的特性阻抗，微帶線104的線長和基板參數(shù)頻率決定傳輸線的電長度β×l，每一條射頻發(fā)射和接受頻段路徑一旦確定，其每條傳輸線的工作頻率也就確定了，因此，可以根據(jù)工作頻率確定微帶線104的線寬和線長。

例如，特性阻抗為120Ω，電長度為88°，頻率為2.5GHz的短路微帶線104，其史密斯圓圖的電阻接近50Ω，其電抗為0.727，在2.5GHz左右換算電感為L＝0.28nH。

值得特別指出的是，集總參數(shù)電路中電容和電感之間的互換公式如下：

L＝-1/(C×(2×π×f)²) (5)

例如，f＝2GHz的10pF電容換算為電感值為0.633nH，因此，短路短截線和開路短截線并不一定只和電容或者電感搭配使用。

實施例二：

如圖2所示，在實施例一的基礎(chǔ)上，根據(jù)本發(fā)明的阻抗匹配電路具體還包括：所述非線性器件為場效應(yīng)管1022，所述場效應(yīng)管1022的漏極與所述微帶線104的第一端連接。

在該技術(shù)方案中，非線性器件為場效應(yīng)管1022時，場效應(yīng)管1022具有柵極、源極和漏極，通過在漏極短接微帶線104，可以濾除射頻電路中的偶次頻率諧波，進而提高了漏極的輸出效率。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，還包括：隔直電容元件1024，所述隔直電容元件1024的第一端連接至所述場效應(yīng)管1022的漏極，所述隔直電容元件1024的第二端接地。

在該技術(shù)方案中，通過將隔直電容元件1024并聯(lián)至漏極，且大于場效應(yīng)管1022的寄生輸出電容，以保證功率得以輸出，其中，隔直電容元件1024也可以采用開路的短截線代替，另外，為了保證場效應(yīng)管能夠穩(wěn)定工作，將漏極通過電感1026連接至直流穩(wěn)壓源Vdd。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述隔直電容元件1024為可變電容元件。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述頻偏調(diào)節(jié)元件106為可變電阻元件和/或可變電感元件，其中，所述可變電阻元件的阻值大于或等于零。

在該技術(shù)方案中，通過設(shè)置頻偏調(diào)節(jié)元件106，進而對于短路的微帶線104造成的頻偏進行調(diào)節(jié)，以保證載波的中心頻段的可靠性。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述漏極的輸出信號的頻偏為零時，所述可變電阻元件的阻值為零。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述微帶線104的阻抗線寬范圍為40～60Ω。

在上述技術(shù)方案中，優(yōu)選地，所述微帶線104的阻抗線寬為50Ω。

根據(jù)本發(fā)明的實施例的天線，包括如上述任一項技術(shù)方案所述的阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術(shù)方案中任一項所述的阻抗匹配電路相同的技術(shù)效果，在此不再贅述。

根據(jù)本發(fā)明的實施例的天線，包括如上述任一項技術(shù)方案所述的天線和阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術(shù)方案中任一項所述的天線和阻抗匹配電路相同的技術(shù)效果，在此不再贅述。

以上結(jié)合附圖詳細說明了本發(fā)明的技術(shù)方案，考慮到相關(guān)技術(shù)中如何提升通信質(zhì)量的技術(shù)問題，本發(fā)明提出了一種新的阻抗匹配電路、天線和終端，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現(xiàn)射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質(zhì)量。

以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。