專利名稱：防m(xù)cu或驅(qū)動ic故障的同步脈沖控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及脈沖變換控制領(lǐng)域，具體來說是ー種防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路。
背景技術(shù)：
目前傳統(tǒng)的電子式功率開關(guān)，在脈沖驅(qū)動源(MCU或驅(qū)動IC)出現(xiàn)故障吋，驅(qū)動脈沖信號寬度則會受輸入級(前級)的影響達到最·大值，即高電平全導通的工作模式，這將使得后級功率開關(guān)管處于全占空比導通模式，因電流過大而損壞該功率開關(guān)管。圖I所示為傳統(tǒng)的帶三極管倒相放大輸入的互補推挽式功率驅(qū)動電路。當前級的MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時(Utl為全低電平，正常為脈沖寬度可控制的驅(qū)動信號)，在此傳統(tǒng)型電路中，這ー故障經(jīng)三極管與互補推挽放大器進行雙重放大后，會導致功率開關(guān)管進入全導通狀態(tài)，其D-S之間的導通內(nèi)阻更是接近為零，造成該功率開關(guān)管因電流過大而損壞。圖2所示為傳統(tǒng)的采用放電電阻的互補推挽式功率驅(qū)動電路。如上所述，當前級的MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時，通過該互補推挽電路及驅(qū)動電阻，同樣會造成末端的功率開關(guān)管因電流過大而損壞。圖3、圖4所示為傳統(tǒng)的采用運算放大器/比較器同相輸入的互補推挽式功率驅(qū)動電路。與圖I、圖2所不同的是，當前級的MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時(輸出電壓Utl為全高電平，正常為脈沖寬度可控制的驅(qū)動信號)，此故障高電平經(jīng)同相輸入端送至功率開關(guān)管的驅(qū)動極，從而使末端的功率開關(guān)管因電流過大而損壞。目前解決上述問題主要有以下三種方法一在末端的功率開關(guān)管D極(或C扱)上串聯(lián)ー只大功率限流電阻R9，如圖5、圖6所示，由于串聯(lián)了該限流電阻，可防止功率開關(guān)管在MCU故障時進入短路狀態(tài)，從而很好地將其電流保持在功率開關(guān)管的安全值以內(nèi)。但該方案由于增加了固定的大功率電阻負載，串聯(lián)在主回路中，在一定程度上増加了主回路的功率損耗，因此大大降低了整機的工作效率，且該電阻的阻值隨功率的増大，選擇難度會相應増大，同吋，電阻本身的發(fā)熱及體積，也是必須考慮的問題。方法ニ在MCU或驅(qū)動IC的輸出端外接了一個運算放大器或比較器，根據(jù)前級在出現(xiàn)故障時可能出現(xiàn)全高電平或全低電平的問題，可以采用如圖7、圖8所示方案(全高電平接圖7所示的保護電路，全低電平接圖8所示的保護電路)，通過運算放大器或比較器的輸出端使三極管Q5順利導通，可將全高或全低的功率開關(guān)管故障驅(qū)動信號直接拉地，該故障信號被強行拉低到接近零電平，從而使末端的功率開關(guān)管因無驅(qū)動電平而處于截止狀態(tài)，此時其D-S相當于開關(guān)的斷開，從而避免了該功率開關(guān)管因故障時的全高電平開通出現(xiàn)電流過大而造成損壞，起到了一定程度的保護作用。但該方案由于對前級故障時的高/低電平只能進行單項選擇，當MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時，就很難確定其輸出特性究竟是高電平還是低電平。故，其使用條件受到了限制，不利于真正解決問題。方法三
在傳統(tǒng)的互補推挽式驅(qū)動電路中，如圖9、圖10所示，串接一個隔離用的驅(qū)動變壓器，當前級MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時，輸出的全高或全低故障驅(qū)動信號因無脈動量(直流值)而無法通過驅(qū)動變壓器(變壓器有通高頻阻低頻、通交流隔直流的特性)，使末端功率開關(guān)管因無驅(qū)動信號而處于截止狀態(tài)，從而可避免以上所述過電流現(xiàn)象的發(fā)生，起到了一定程度的保護作用。但該方案因増加了ー個起驅(qū)動和隔離作用的變壓器，使得整個驅(qū)動回路的體積和重量大為增加(當驅(qū)動電路工作在低頻狀態(tài)時，變壓器因頻率低，根據(jù)感抗的原理<Xl=2 31 fL>可知，其體積和重量將成倍增加)，成本當然也相應增加，且因驅(qū)動信號的頻率無法確定，使得變壓器的選型同樣面臨實際的困難。簡言之，存在的這兩個切實問題使得該方案的使用范圍受到了限制，可以說，該方案也未能從根本上解決以上問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的是現(xiàn)有的防MCU或驅(qū)動IC故障的控制電路存在的結(jié)構(gòu)復雜、成本較高、體積較大，且技術(shù)可行性差等一系列相關(guān)技術(shù)問題，提供一種能對輸入級的MCU或驅(qū)動IC故障進行取樣脈沖信號變換及控制的同步脈沖電路。解決上述技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，包括信號采樣電路、同步脈沖轉(zhuǎn)換電路和整形控制信號輸出電路，其特征在于所述的采樣電路對MCU或驅(qū)動IC的輸出電壓信號進行采樣和幅度調(diào)整，輸出采樣電壓信號給同步脈沖轉(zhuǎn)換電路；所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣電壓信號耦合到整形控制信號輸出電路的輸入端，同時阻斷直流故障電壓信號；所述的整形控制信號輸出電路包括整形電路、控制電路和ー個箝位ニ極管，所述的整形電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣耦合電壓信號整形后輸出給控制電路，控制電路輸出高電平，箝位ニ極管截止；當控制電路的輸入端為低電平吋，控制電路輸出低電平使箝位ニ極管導通，所述的箝位ニ極管將主驅(qū)動回路的互補推挽式功率放大電路的控制端箝位于零電位。本發(fā)明的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，當MCU或驅(qū)動IC正常工作吋，輸出帶有占空比控制的正常脈沖電壓信號。所述的采樣電路對MCU或驅(qū)動IC的輸出電壓信號進行采樣和幅度調(diào)整，輸出采樣電壓信號給同步脈沖轉(zhuǎn)換電路；所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣電壓信號耦合到整形控制信號輸出電路的輸入端；所述的整形控制信號輸出電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣耦合電壓信號整形后，由控制電路輸出高電平，箝位ニ極管截止。此時，本發(fā)明的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路對主驅(qū)動回路的互補推挽式功率放大電路不會產(chǎn)生影響。當MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時，輸出全高電平或全低電平。當輸出為全高電平吋，采樣電路對MCU或驅(qū)動IC的輸出電壓信號進行相位變換。因此，無論故障電壓為全高電平或全低電平，從采樣電路輸出的采樣電壓信號均為低電平。同步脈沖轉(zhuǎn)換電路對直流電壓信號阻斷，其輸出端也為低電平。整形控制信號輸出電路輸出低電平使箝位ニ極管導通，所述的箝位ニ極管將主驅(qū)動回路的互補推挽式功率放大電路的控制端箝位于零電位。
本發(fā)明的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，在不影響整機效率，及不影響整機性能的前提下，通過對前級MCU或驅(qū)動IC的工作狀態(tài)進行同步監(jiān)測，防止前級發(fā)生故障時末級功率開關(guān)管進入全占空比導通的短路狀態(tài)，可使輸出的驅(qū)動信號鎖定在ー個非常安全的范圍內(nèi)，從而解決了非正常原因下出現(xiàn)的MCU或驅(qū)動IC故障，避免了該故障導致的炸機等嚴重電性問題產(chǎn)生。另外，本發(fā)明既不需要采用任何隔離驅(qū)動變壓器，又可應用于各種頻率的驅(qū)動電路中，且可對輸入的高低故障電平進行同步控制。一言以蔽之，本電路發(fā)明在技術(shù)上具有三大突破點跟隨性好，可靠性好、成本低廉。根據(jù)本發(fā)明，所述的采樣電路為純電阻電路，或者為運算放大器電路、比較器電路、三極管電路、MOSFET電路或者IGBT電路其中的任何一種邏輯控制管電路。根據(jù)本發(fā)明，所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路包括脈沖耦合電容。所述的脈沖耦合電容為電解電容或無極性電容，數(shù)量為ー個或多個。進一歩地，當同步脈沖轉(zhuǎn)換電路的R C脈沖時間常數(shù)大于Ts采樣信號脈寬時，所述的脈沖耦合電容兩端并聯(lián)ー個正脈沖續(xù)流ニ極管，所述脈沖耦合電容的輸出端和地之間串聯(lián)ー個負脈沖續(xù)流ニ極管，并且所述的負脈沖續(xù)流·ニ極管的陽極接地。所述的負脈沖續(xù)流ニ極管和正脈沖續(xù)流ニ極管可有效地阻斷低頻電壓通過。根據(jù)本發(fā)明，所述的整形控制信號輸出電路的整形電路為ー級或多級RC積分電路。根據(jù)本發(fā)明，所述的整形控制信號輸出電路的控制電路為運算放大器電路或比較器電路，或者為三極管電路、MOSFET電路或者IGBT電路其中的任何兩個/種邏輯控制管電路的組合。這種結(jié)構(gòu)的控制電路可保證其輸入和輸出保持同相位狀態(tài)。


下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進ー步說明。圖I、圖2是傳統(tǒng)的帶三極管倒向放大輸入的互補推挽式驅(qū)動電路。圖3、圖4是傳統(tǒng)的帶運算放大器/比較器輸入的互補推挽式驅(qū)動電路。圖5、圖6是在末端功率開關(guān)管主回路中増加大功率限流電阻的驅(qū)動電路。圖7、圖8是采用單ー全高/全低故障電平檢測或保護的驅(qū)動電路。圖9、圖10是采用串隔離式驅(qū)動變壓器的互補推挽式驅(qū)動電路。圖11、圖12、圖13、圖14是本發(fā)明采用雙運算放大器輸入輸出的同步脈沖控制電路。圖15、圖16是本發(fā)明采用雙晶體三極管輸入輸出的同步脈沖控制電路。圖17、圖18是本發(fā)明采用單運算放大器和單晶體三極管作為輸入輸出的同步脈沖控制電路。
具體實施例方式實施例一本發(fā)明的實現(xiàn)方案一如圖11虛線框中的控制電路所示。本發(fā)明的的同步脈沖控制電路包括信號采樣電路、同步脈沖轉(zhuǎn)換電路和整形控制信號輸出電路。所述的信號采樣電路由運算放大器OPAMPl和由電阻Rl、R2、R3和R4組成的外圍電路。其中分壓電阻R2和R3構(gòu)成的串聯(lián)電路給運算放大器OPAMPl的輸入負端提供基準電壓；電阻Rl —端接MCU或驅(qū)動IC的輸出端，另一端接運算放大器OPAMPl的輸入正端；電阻R4的一端接運算放大器OPAMPl的輸出端。所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路包括脈沖耦合電容Cl，脈沖耦合電容C1的左端接脈沖信號取樣的輸出端(即電阻R4的另一端)，右端接脈沖整形電路的輸入端。其中脈沖耦合電容C1也可以用其他規(guī)格的電容替代(含電解電容與無極性電容等)。所述的整形控制信號輸出電路包括整形電路、控制電路和一個箝位ニ極管D3。所 述的整形電路為一個由電阻R5、電容C2、電阻R6和電容C3構(gòu)成的兩級RC積分電路。所述的控制電路包括運算放大器0PAMP2和由電阻R7、R8、R9和RlO構(gòu)成的外圍電路，其中分壓電阻R9和RlO構(gòu)成的串聯(lián)電路給運算放大器0PAMP2的輸入負端提供基準電壓；電阻R7和R8的一端接運算放大器0PAMP2的輸入正端，電阻R7和R8的另一端別連接到第二級積分電路中的電容C3的兩端。箝位ニ極管D3的陰極接運算放大器0PAMP2的輸出端，陽極接互補推挽式功率放大電路的控制端。當MCU或驅(qū)動IC無故障時，在電阻R1的左端將出現(xiàn)帶占空比控制的正常脈沖驅(qū)動信號，經(jīng)運算放大器OPAMPl進行取樣，由脈沖耦合電容C1耦合到脈沖整形電路的輸入端(電容有通高頻阻低頻、通交流隔直流的特性，Xc=l/2 Ji fC)，再通過電阻R5、電容C2、電阻R6、電容C3組成的雙級積分電路送至運算放大器OPAMPl的輸入端，故其輸出將得到與MCU或驅(qū)動IC同步的高電平，箝位ニ極管D3反偏截止，該同步控制電路對正常工作的驅(qū)動主回路不會產(chǎn)生影響。當MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障吋，電阻R1上將檢測到ー個故障電平(全高電平或全低電平)，通過運算放大器OPAMPl進行相位檢測，送至脈沖耦合電容C1的左端，因脈沖耦合電容C1有通交流隔直流的特性，前級送來的全高或全低直流電平將無法送至后級。同吋，脈沖整形電路因無輸入信號而輸出低電平，經(jīng)過運算放大器0PAMP2輸出低電平，箝位ニ極管D3導通，將驅(qū)動主回路中的互補推挽功率放大電路的輸入端拉低至零電平，末級的功率開關(guān)管因無驅(qū)動信號而處于截止狀態(tài)，從而起到了同步控制作用。本發(fā)明在不影響整機效率和電性的前提下，解決了前級MCU或驅(qū)動IC發(fā)生故障時末級功率開關(guān)管因電流過大隨之損壞的問題。簡言之，該電路具有跟隨性好，可靠性好、成本低廉等優(yōu)點。在此基礎(chǔ)上，當同步脈沖轉(zhuǎn)換電路的R · C脈沖時間常數(shù)大于Ts采樣信號脈寬吋，所述的脈沖耦合電容C3兩端并聯(lián)ー個正脈沖續(xù)流ニ極管D1，所述脈沖耦合電容Cl的輸出端和地之間串聯(lián)一個負脈沖續(xù)流ニ極管D2，并且所述的負脈沖續(xù)流ニ極管D2的陽極接地。所述的負脈沖續(xù)流ニ極管Dl和正脈沖續(xù)流ニ極管D2可有效地阻斷低頻電壓通過。實施例ニ參照圖12，本實施例是在圖11實施例基礎(chǔ)上的改進。與圖11實施例不同之處在于所述的信號采樣電路由電阻R4構(gòu)成，其余結(jié)構(gòu)與圖11實施例相同。實施例三參照圖13，本實施例是在圖11實施例基礎(chǔ)上的改進。與圖11實施例不同之處在于所述的整形電路采用ー級RC積分電路，即由電阻R5和電容C2構(gòu)成，其余結(jié)構(gòu)與圖11實施例相同。實施例四
參照圖14本實施例是在圖13實施例基礎(chǔ)上的改進。與圖13實施例不同之處在于所述的信號采樣電路由電阻R4構(gòu)成，其余結(jié)構(gòu)與圖13實施例相同。實施例五參照圖15，本發(fā)明的又一實現(xiàn)方案。在本實施方式中，主驅(qū)動回路末級的功率開關(guān)管控制端采用PNP三極管放電形式。本發(fā)明的同步脈沖控制電路包括信號采樣電路、同步脈沖轉(zhuǎn)換電路和整形控制信號輸出電路。所述的信號采樣電路包括三極管Ql和由電阻Rl、R2、R3和R4組成的外圍電路。所述電阻Rl的一端接MCU或驅(qū)動IC的輸出端，另一端接三極管Ql的基極；三極管Ql的集 電極接電阻R2和R4的一端，電阻R2的另一端接電源VCCl。所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路包括脈沖耦合電容Cl，脈沖耦合電容C1的左端接脈沖信號取樣的輸出端(即電阻R3的另一端)，右端接脈沖整形電路的輸入端。其中脈沖耦合電容ら也可以用其他規(guī)格的電容替代(含電解電容與無極性電容等)。當同步脈沖轉(zhuǎn)換電路的R · C脈沖時間常數(shù)大于Ts采樣信號脈寬吋，所述的脈沖耦合電容C3兩端并聯(lián)ー個正脈沖續(xù)流ニ極管Dl，所述脈沖耦合電容Cl的輸出端和地之間串聯(lián)一個負脈沖續(xù)流ニ極管D2，并且所述的負脈沖續(xù)流ニ極管D2的陽極接地。所述的整形控制信號輸出電路包括整形電路、控制電路和一個箝位ニ極管D3。所述的整形電路為一個由電阻R5、電容C2、電阻R6和電容C3構(gòu)成的兩級RC積分電路。所述的控制電路包括三極管Q2、三極管QA、電阻R7、R8和RA。三極管Q2的基極接電阻R6和R7的一端，發(fā)射極接電阻R7的另一端、三極管QA的發(fā)射極和地，基極接電阻R8和三極管QA的基極；電阻R8的另一端接電阻RA的一端和電源VCCl ;三極管QA的集電極接電阻RA的另一端和箝位ニ極管D3的陰極；箝位ニ極管D3的陽極接互補推挽式功率放大電路的控制端。當MCU或驅(qū)動IC出現(xiàn)故障時，在電阻R1上將得到一個全高或全低的直流電平，通過采樣三極管Q1倒相后，從其C極輸出，因脈沖耦合電容C1有隔直流通交流的特性，該故障直流電平無法通過脈沖耦合電容C1。另外由于正脈沖續(xù)流ニ極管D1處于反偏狀態(tài)，故障高電平也無法通過脈沖續(xù)流ニ極管D1送往后級，使三極管Q2的b極因無脈沖整形電路送來的正向電壓而處于截止狀態(tài)，三極管Q2的c極輸出高電平，使得控制三極管Qa的b極呈現(xiàn)高電平，三極管Qa導通，其c極為低電平，箝位ニ極管D3導通，將互補推挽功率放大器的輸入端拉至接近于零電位，使末級功率開關(guān)管因無驅(qū)動電壓而處于斷開狀態(tài)，從而起到了同步脈沖控制作用，保護了后級電路不至于因電流過大而損壞，其中末級的主功率開關(guān)管也可以用三極管、MOSFET, IGBT器件代替。實施例六參照圖14，本發(fā)明的又ー實施方式。本實施方式與圖15的實施方式的不同之處在于其一，主驅(qū)動回路末級的功率開關(guān)管控制端采用的是電阻放電形式；另ー處是同步控制回路的脈沖整形電路，圖15采用了兩級RC積分電路，本實施例采用了ー級RC積分電路，其中涉及脈沖變換器的RC積分電路也可用多級進行代替。其余結(jié)構(gòu)與圖15的實施方式相同。實施例七參照圖17,本發(fā)明在圖15實施方式基礎(chǔ)上改進后的又一實施方式。與圖15實施方式不同之處在于采樣電路由運算放大器OPAMPl和由電阻R1、R2、R3和R4組成的外圍電路。其中分壓電阻R2和R3構(gòu)成的串聯(lián)電路給運算放大器OPAMPl的輸入負端提供基準電壓；電阻Rl —端接MCU或驅(qū)動IC的輸出端，另一端接運算放大器OPAMPl的輸入正端；電阻R4的一端接運算放大器OPAMPl的輸出端，另一端接脈沖耦合電容Cl的一端。其余結(jié)構(gòu)與圖15實施方式相同。同步脈沖控制電路中的輸入采樣電路和輸出控制電路的主控器件也可以采用三極管、MOSTET管及運算放大器(含比較器)進行替代。當MCU或驅(qū)動IC工作正常時，受占空比控制的脈沖信號經(jīng)電阻R1和輸入采樣電路送至脈沖耦合電容C1的左端，因脈沖耦合電容C1有通高頻阻低頻，通交流隔直流的特性，此脈沖信號經(jīng)脈沖耦合電容C1送至脈沖整形電路，輸出高電平使箝位ニ極管D3的負端呈現(xiàn)高電平，箝位ニ極管D3截止，對正常工作的主驅(qū)動回路不起作用。當MCU或驅(qū)動IC工作異常(故障)時，在電阻R1上將得到一個全高或全低的直流電平，通過采樣三極管(采樣運算放大器或比較器)送至隔直ニ極管C1的左端，因該故障采樣信號為全高或全低的直流電平，無法經(jīng)隔直ニ極管C1送往后級，脈沖整形電路因無法輸入信號而輸出低電平，輸出控制管輸出低電平加至箝位ニ極管D3的負端，箝位ニ極管D3處于正偏導通狀態(tài)，從而將主驅(qū)動回路的輸入端拉至接近于零電位，末級功率開關(guān)管因無驅(qū)動信號而處于被動斷開狀態(tài)，相當于開·關(guān)的斷開，起到了防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制作用，達到了要求的技術(shù)指標。實施例八參照圖18,本發(fā)明在圖17基礎(chǔ)上改進的又一實施方式。與圖17實施方式不同之處在于其一，圖17的主驅(qū)動回路末級的功率開關(guān)管控制端采用PNP三極管放電形式，而本實施方式的主驅(qū)動回路末級的功率開關(guān)管控制端采用的是電阻放電形式；另ー處是同步控制回路的脈沖整形電路，圖17采用了兩級RC積分電路，本實施方式則采用了ー級RC積分電路，其中涉及脈沖變換器的RC積分電路也可用多級進行代替。應該理解到的是上述實施例只是對本發(fā)明的說明，而不是對本發(fā)明的限制，任何不超出本發(fā)明實質(zhì)精神范圍內(nèi)的發(fā)明創(chuàng)造，均落入本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，包括信號采樣電路、同步脈沖轉(zhuǎn)換電路和整形控制信號輸出電路，其特征在于 所述的采樣電路對MCU或驅(qū)動IC的輸出電壓信號進行采樣和幅度調(diào)整，輸出采樣電壓信號給同步脈沖轉(zhuǎn)換電路； 所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣電壓信號耦合到整形控制信號輸出電路的輸入端，同時阻斷直流故障電壓信號； 所述的整形控制信號輸出電路包括整形電路、控制電路和ー個箝位ニ極管，所述的整形電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣耦合電壓信號整形后輸出給控制電路，控制電路輸出高電平，箝位ニ極管截止；當控制電路的輸入端為低電平時，控制電路輸出低電平使箝位ニ極管導通，所述的箝位ニ極管將主驅(qū)動回路的互補推挽式功率放大電路的控制端箝位于零電位。
2.如權(quán)利要求I所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的采樣電路為純電阻電路，或者為運算放大器電路、比較器電路、三極管電路、MOSFET電路或者IGBT電路其中的任何種邏輯控制管電路。
3.如權(quán)利要求I所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路包括脈沖耦合電容。
4.如權(quán)利要求4所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的脈沖耦合電容為電解電容或無極性電容，數(shù)量為ー個或多個。
5.如權(quán)利要求4所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的脈沖耦合電容兩端并聯(lián)ー個正脈沖續(xù)流ニ極管，所述脈沖耦合電容的輸出端和地之間串聯(lián)ー個負脈沖續(xù)流ニ極管，并且所述的負脈沖續(xù)流ニ極管的陽極接地。
6.如權(quán)利要求I所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的整形控制信號輸出電路的整形電路為ー級或多級RC積分電路。
7.如權(quán)利要求I所述的防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，其特征在于所述的整形控制信號輸出電路的控制電路為運算放大器電路或比較器電路，或者為三極管電路、MOSFET電路或者IGBT電路其中的任何兩個邏輯控制管電路的組合。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種防MCU或驅(qū)動IC故障的同步脈沖控制電路，包括信號采樣電路、同步脈沖轉(zhuǎn)換電路和整形控制信號輸出電路，其特征在于所述的采樣電路對MCU或驅(qū)動IC的輸出電壓信號進行采樣和幅度調(diào)整，輸出采樣電壓信號給同步脈沖轉(zhuǎn)換電路；所述的同步脈沖轉(zhuǎn)換電路將帶有占空比控制的正常脈沖采樣電壓信號耦合到整形控制信號輸出電路的輸入端，同時阻斷直流故障電壓信號；所述的整形控制信號輸出電路在故障時，將主驅(qū)動回路的互補推挽式功率放大電路的控制端箝位于零電位。本電路發(fā)明在技術(shù)上具有跟隨性好，可靠性高，成本低廉的優(yōu)點。
文檔編號H03K5/13GK102684652SQ20121018069
公開日2012年9月19日 申請日期2012年6月4日 優(yōu)先權(quán)日2012年6月4日
發(fā)明者方潔苗, 李積明 申請人:浙江榆陽電子有限公司