專利名稱：接收器、收發(fā)器和移動終端設備的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及供使用利用FDD的W-CDMA協(xié)議操作的移動蜂窩電話中使用的接收器。 特別的，本發(fā)明涉及去除接收級中插入在低噪聲放大器和混頻器(mixer)之間的SAW濾波
ο
背景技術：
W-CDMA(寬帶碼分多址)協(xié)議是一種用于供所謂的第三代蜂窩移動電話使用 的無線連接的協(xié)議。W-CDMA特征在于在寬帶上擴散的信號被接收并經受反擴散(back diffusion)以獲得有效信號(significant signal)。利用FDD (頻分雙工)方法和TDD (時 分雙工)方法執(zhí)行W-CDMA協(xié)議。目前，通常使用FDD方法。W-CDMA協(xié)議本質上要求這樣的高性能濾波器其接收在寬帶上擴散的信號，同時 切斷其他頻帶的無線電波。另外，要求用于蜂窩移動電話等等中的部件是較小且較輕的。為 了滿足這些條件，通常使用SAW(表面聲波)濾波器。然而，SAff濾波器是一種部件，并且獲得它要付出成本。必須分配用于安置它的空 間，盡管該空間是小的。因此，如果可以設計出一種無濾波器的接收器的話，這是最理想的。由于這樣的需要，通過在將RF頻帶調制到基帶頻帶時利用零IF(直接變換)方法， 縮減濾波器數(shù)目近來成為慣常的實踐。在日本未經審查的專利公開No. 2006-105345 (專利 文獻1)中所公開的接收器中采用了這樣的配置。[專利文獻1]日本未經審查的專利公開No. 2006-105345

發(fā)明內容
然而，在簡單地使用零IF方法時，DC偏移產生是不可避免的，并且在制造其中保 持良好噪聲性能的穩(wěn)定電路方面存在困難。無節(jié)制地追求保持良好噪聲性能導致了以下問 題，即，由于電流消耗增加而縮短了移動電話在被再充電之前持續(xù)工作的時間。本發(fā)明的一個目的是提供用于產生與輸入信號功率和輸出信號功率有關的可變 工作電流并實現(xiàn)低噪聲和低功耗的控制方法。根據本說明書中的以下描述以及附圖，本發(fā)明的上述以及其他目的和新穎的特征
將變得清楚。本申請中所公開的本發(fā)明典型的方面概述如下。屬于本發(fā)明的一個示例性實施例的接收器包括低噪聲放大器，其將經由天線接 收的接收信號放大；分頻器，其產生本地信號(localsignal)；混頻器，其將所述本地信號和所述低噪聲放大器的輸出混頻；可編程增益放大器，其將所述混頻器的輸出放大；以及 增益控制器，其控制所述可編程序增益放大器。所述接收器特征在于所述分頻器包括用于 調整要從其輸出端輸出的電流的量的電流量調整裝置，用于控制所述可編程增益放大器的 增益控制器控制信號被輸入到所述增益控制器，并且所述增益控制器根據所述增益控制器 控制信號調整所述可編程增益放大器的放大系數(shù)以及要從所述分頻器的輸出端輸出的電 流的量。該接收器特征可以在于所述電流量調整裝置包括射極跟隨器電流電路。該接收器特征可以在于進一步將發(fā)射模式標記信號輸入到所述接收器，以及 在所述發(fā)射模式標記信號為非(negative)時，將所述增益控制器對分頻器的控制去激活 (deactivated) 0利用上述接收器的移動終端設備落在本發(fā)明的范圍內。屬于本發(fā)明的一個示例性實施例的收發(fā)器包括低噪聲放大器，其將經由天線接 收的接收信號放大；接收器側分頻器，其產生接收器側本地信號；接收用混頻器，其將所述 接收器側本地信號和所述低噪聲放大器的輸出混頻；可編程增益放大器，其將所述混頻器 的輸出放大；接收器側增益控制器，其控制所述可編程增益放大器；發(fā)射用混頻器，其將發(fā) 射器側本地信號和模擬基帶信號混頻以用于發(fā)射；可變放大器，其將所述發(fā)射用混頻器的 輸出放大；以及發(fā)射器側增益控制器，其調整所述可變放大器的放大系數(shù)。所述收發(fā)器特征 在于所述分頻器包括用于調整要從其輸出端輸出的電流的量的電流量調整裝置，所述發(fā) 射器側增益控制器根據所述可變放大器的放大系數(shù)將接收器側增益控制器控制信號輸出 到所述接收器側增益控制器，并且所述接收器側增益控制器基于所述接收器側增益控制器 控制信號調整所述可編程增益放大器以及要從所述分頻器輸出的電流的量。利用該收發(fā)器的移動終端設備落在本發(fā)明的范圍內。下面概述通過本申請中所公開的本發(fā)明的典型方面獲得的效果。屬于本發(fā)明的一個示例性實施例的接收器在保持低的電流消耗的同時沒有使噪 聲性能劣化，并且其允許從接收級去除SAW濾波器。


圖1是示出了通常使用的接收器的配置的框圖。圖2是表現(xiàn)在包括圖1的接收器的RFIC芯片附近的電路部分中出現(xiàn)的問題的概 念圖。圖3(a)和3(b)是表現(xiàn)輸入到圖1的接收器的信號分量的比例的概念圖。圖4是表現(xiàn)RX相位噪聲如何影響RX接收信號的圖。圖5是表現(xiàn)取決于距標準信號頻率的頻率偏移而出現(xiàn)多少相位噪聲的圖。圖6是示出屬于本發(fā)明第一實施例的接收器的配置的框圖。圖7是用于本發(fā)明第一實施例的分頻器的電路結構圖。圖8是示出可變電流源的最簡單的配置的電路圖。圖9是示出采用電流鏡電路的可變電流源的配置的電路圖。圖10是示出采用電流鏡電路的可變電流源的另一配置的電路圖。圖11是示出采用電流鏡電路的可變電流源的又一配置的電路圖。
圖12是示出一組射極跟隨器電路的總體配置的圖。圖13是表現(xiàn)屬于本發(fā)明第一實施例的接收器的操作情形的圖。圖14是用于本發(fā)明第二實施例的分頻器的電路結構圖。圖15是示出用于本發(fā)明第二實施例的恒流源電路的配置的電路圖。圖16是示出屬于本發(fā)明第三實施例的發(fā)射器和接收器的配置的框圖。圖17是示出屬于本發(fā)明第四實施例的發(fā)射器和接收器的配置的框圖。
具體實施例方式下面將利用附圖描述本發(fā)明的實施例。第一實施例圖1是示出了通常使用的接收器的配置的框圖。該接收器包括LNA 11，BPF 12，混頻器13i、13q，LPF 14i、14q，可變放大器15i、 15q, PLL 16，分頻器17，以及增益控制器18。在該圖中，經由天線和雙工器(或循環(huán)器)進入的FR接收信號是到LNA(低噪聲 放大器)11的第一輸入。LNA 11將輸入RF信號放大到特定的輸出電平。放大的RF信號被 輸出到BPF 12。典型地，LNA 11能夠在兩個放大系數(shù)之間切換。BPF 12是用于在將通過LNA 11放大的信號輸入到混頻器之前消除不需要的頻帶 中的信號分量的濾波器電路。使用SAW濾波器作為該濾波器電路。本發(fā)明的一個目的是去 除該濾波器電路。混頻器13i、13q是通過將BPF 12的輸出乘本地信號來解調所述RF信號的混頻器 電路。從這些混頻器13i、13q輸出的低頻分量成為基帶信號。LPF 14i、14q是用于從混頻器13i、13q的輸出提取基帶信號的濾波器電路?？勺兎糯笃?5i、15q是用于將基帶信號放大并輸出模擬基帶信號到主機設備的 可編程增益放大器。通過改變這些可變放大器的放大系數(shù)進行增益控制。PLL 16是用于根據向其輸入的基準頻率來利用環(huán)形振蕩器等產生高頻信號的 PLL(鎖相環(huán))電路。PLL 16將標準頻率輸出到分頻器17。分頻器17是用于將PLL 16輸出的標準頻率分頻并產生高頻的本地信號的電路。 供高頻電路使用的典型的分頻器包括差動放大器電路和射極跟隨器電路。分頻器17產生 兩種本地信號。這些本地信號彼此相移90度。分頻器將一本地信號原樣地輸出到混頻器 13i、13q之一，并將相移了 90度的一本地信號輸出到另一個混頻器。增益控制器18是用于控制LNA 11和可變放大器15i、15q的輸出的控制電路。在 這點上，基帶部分中的基帶控制電路(未示出)將增益控制器控制信號輸出到增益控制器 18，由此增益控制器控制它們。該接收器構建在RFIC芯片中。下面論述本發(fā)明所解決的有問題的現(xiàn)象。圖2是表現(xiàn)在包括圖1的接收器的RFIC芯片附近的電路部分中出現(xiàn)的問題的概 念圖。圖3(a)和3(b)是表現(xiàn)輸入到圖1的接收器的信號分量的比例的概念圖。圖2示出了從接收RF接收信號的天線到包括圖1中所示的接收器的RFIC芯片的
5輸入邊界的電路部分。在所述RFIC附近的電路部分中，包括了天線201、雙工器202、和發(fā) 射用功率放大器203。天線201是發(fā)射RF發(fā)射信號和接收RF接收信號的無線部件。雙工器202是用于允許單個天線100被發(fā)射電路部分和接收電路部分共同使用的 天線雙工器。發(fā)射用功率放大器203是用于將其中已經組合了 I和Q分量的發(fā)射信號適當放大 的功率放大器。在一些發(fā)射方案中，可以在發(fā)射用功率放大器203和RFIC之間插入發(fā)射用 濾波器(未示出)。然而，這是設計的問題，并且關于它沒有任何描述。下面簡要地描述RFIC附近的該電路部分的操作。在接收RF信號時，從天線201 輸入的RF接收信號經由雙工器202輸入到圖1中所示的RFIC芯片。另一方面，在發(fā)射RF 信號時，在通過發(fā)射用功率放大器203將RF發(fā)射信號放大到預定電平之后，經由雙工器202 將其從天線201輸出。這里，從發(fā)射用功率放大器203到接收電路部分的RF發(fā)射信號的泄露是成問題 的。利用圖3(a)和3(b)提供關于該泄露量的進一步說明。圖3 (a)是關于要用于CDMA-FDD的頻率的概念圖。圖3 (b)是表現(xiàn)在CDMA-FDD中 產生的需要的波分量和噪聲分量的比例的圖。在CDMA-FDD中，發(fā)射和接收使用不同頻率。在圖3 (a)中，這被表示為“TX和RX 信號的頻率之間的差”。通常，在移動終端設備內被放大的RF發(fā)射信號具有比從所述設備外部接收的RF 接收信號更大的功率。如圖3(a)中可以看到的，RF發(fā)射信號具有比RF接收信號更大的功 率電平。在發(fā)生該RF發(fā)射信號到接收電路部分的泄露時，它作為噪聲對RF接收信號具有 不良影響。在圖3(b)中，這被表示為“IM2”。此外，當在混頻器13i、13q中將這樣的泄漏信號乘本地信號時，一些分量作為噪 聲出現(xiàn)。在本地信號不是理想信號而是具有相位噪聲時，來自所述天線的干擾波與本地信 號的相位噪聲混合，這又導致劣化的SNR(信噪比)。在圖3(b)中，本地信號的該相位噪聲 被表示為“RX相位噪聲”。另外，存在一般空域(air space)中的干擾、發(fā)射器設備(未示出)引入的噪聲等 等。在圖3(b)中，它們被表示為“其他噪聲”。如果上述三種噪聲和RF接收信號的總和未達到特定的比例或以上，則不能提取 有效(Significant)RF接收信號。該“特定比例”被表示為目標SNR(信噪比)。當然，可以 說，RF接收信號越強，接收狀態(tài)將越好。圖4是表現(xiàn)“RX相位噪聲”如何影響RX接收信號的圖。在該圖中，RF發(fā)射信號的 輸出電平沿橫坐標繪制，而RF接收信號的SNR沿縱坐標繪制。圖中的測量曲線a_f指示了 每Hz的RX相位噪聲的功率密度(以dbc/Hz為單位)的測量結果。曲線f表現(xiàn)RX相位噪 聲的最高功率密度，而曲線a表示RX相位噪聲的最低功率密度。曲線a_f的功率密度排序 如下a<b<c<d<e<f。對于指示RX相位噪聲的較低功率密度的曲線a_d，即使存在RF發(fā)射信號的最大泄 漏功率(圖中的最大TX泄露水平)也能夠獲得目標SNR。對于指示RX相位噪聲的較高功 率密度的曲線e和f，不能夠獲得目標SNR。
圖5是表現(xiàn)取決于與標準信號頻率的頻率偏移而出現(xiàn)多少相位噪聲的圖。偏移頻 率沿橫坐標繪制，而每Hz的RX相位噪聲的功率密度沿縱坐標繪制。這里，所述偏移頻率是指示頻率偏離標準信號的OHz的頻率多遠的值。相位噪聲是由于發(fā)生時間抖動(time jitter occurring)而產生的噪聲，所述發(fā) 生時間抖動表示信號隨時間的快速且跳躍的波動。相位噪聲通過下式表示。V (t) = VoX Sin (2 π ft+x)...公式(1)這里，χ是橫坐標上繪制的偏移頻率。當x = 0時，沒有噪聲產生。然而，如果χ是小的偏移頻率值，則相位噪聲呈現(xiàn)大 的值。如從圖5以及公式(1)中可以看到的，偏移頻率越小，RX相位噪聲將越大。在該圖中，繪制了標記以g至j的四個測量曲線。該差異是由于流過分頻器17的 射極跟隨器電路(圖7中的一組射極跟隨器電路102中的一個)的電流的量上的差異導致 的。曲線g表示所述電流的最小量，而曲線j表示所述電流的最大量(g<h<i< j)。也 即，該圖指示出如果流過該射極跟隨器電路的電流較大，那么是能夠抑制RX相位噪聲的。相反地，如果發(fā)射波功率小，也就是說，接收增益設置得低，那么可以通過減少流 過所述射極跟隨器電路的電流的量來減小功耗。在上述三種噪聲當中，不能在接收器內控制“其他噪聲”，這是因為它是一種外界 影響。因而，本發(fā)明目標在于通過適當?shù)靥幚怼癛X相位噪聲”和“IM2”來獲得低噪聲。受控 制的是流過分頻器17中的射極跟隨器電路的電流的量，并且本發(fā)明特征在于通過控制該 電流的量來實現(xiàn)噪聲減小。圖6是示出屬于本發(fā)明第一實施例的接收器的配置的框圖。該接收器包括LNA11，混頻器 13i、13q，LPF 14i、14q，可變放大器 15i、15q，PLL 16，分頻器17a，以及增益控制器18a。如已經指出的，在本實施例中去除了 BPF 12。與現(xiàn)有 技術中的組件不同的組件被下標以“a”。不同于分頻器17的是，分頻器17a從增益控制器18a接收用于控制流過所述射極 跟隨器電路的電流的控制信號(射極跟隨器控制信號)。增益控制器18a控制可變放大器15i、15q，監(jiān)視LNA 11的輸出；這方面與增益控 制器18相同。然而，本實施例的增益控制器18a控制分頻器17a中的射極跟隨器電流，這 不同于增益控制器18。然后，解釋增益控制器如何操作。如果增益控制器根據LNA 11的輸出的結果增加 可變放大器15i、15q的增益，則它試圖通過增加來自分頻器17a的本地信號的電流來改善 噪聲。另一方面，如果增益控制器18a確定不需要增加可變放大器15i、15q的增益，則它通 過減少來自分頻器17a的本地信號的電流來降低電流消耗。圖7是用于本發(fā)明第一實施例的分頻器17a的電路結構圖。分頻器17a包括D-FF 101和射極跟隨器電路組102。由PLL 16輸出的高頻信號及其極性反轉的信號被輸入到分 頻器17a的輸入端CT、CB。另一方面，其輸出IT、IB是輸出到處理1分量的混頻器13i的 本地信號及其極性反轉的信號，并且其輸出QT、QB是輸出到處理Q分量的混頻器13q的本 地信號及其極性反轉的信號。此外，從增益控制器18a輸入表征本發(fā)明的射極跟隨器控制信號。D-FF 101是作為分頻器的主要部件的D觸發(fā)器電路。在本實施例中D_FF 101通過分別組合0和90度的正負相位而具有總共四個輸出。在圖7中所示的D-FF中，由于D-FF被采取為包括雙極晶體管組件，因而 插入了恒流源104、105。這是因為其輸出由于所述雙極晶體管組件的偽差動操作 (pseudo-differential operation)而變得過高。如果D-FF包括CMOS組件，則這些恒流 源104、105被省去(因此，在將于稍后描述的圖14的另一個實施例中不存在恒流源104、 105)。射極跟隨器電路組102是一組將D-FF 101的輸出電流放大的集電極接地電路 (射極跟隨器電路)。每一射極跟隨器電路包括在晶體管的發(fā)射極端子和地之間的電阻器 (在圖7中其被表示為可變電流源103)。通過改變該電阻器的電阻值，允許改變射極跟隨器 電路的輸出(即，D-FF 101的輸出電流)。在這樣做時，使用上述的射極跟隨器控制信號。圖8是示出可變電流源103的最簡單的配置的電路圖。也即，可變電流源103-1 由電阻器Rl、R2、R3以及用于將R2和R3分別從電路電去耦接的開關SWl和SW2組成。特別地，通過打開和閉合開關SW1、SW2，該電路可以具有下面的四個電阻值之一 1)電阻 Rl;2)電阻 R1XR2/(R1+R2) ；3)電阻 Rl XR3/(R1+R3)；以及 4)電阻 R1XR2XR3/ (R1XR2+R2XR3+R1XR3)。該可變電流源103-1不是嚴格意義上的恒流源，這是因為其電 流根據GND和其輸入端子之間電勢差而變化。圖9是示出采用電流鏡電路的可變電流源103的配置的電路圖。該可變電流源 103-2是包括恒流源Iref和四個晶體管Trl、Tr2、Tr3、Tr4的電流鏡電路。該電流鏡電路是非常常用的用于復制電流的電路。如圖9中所示，如果假設耦接 到所有的晶體管的發(fā)射極端子的電阻器具有相等的電阻值(在圖9中通過Rr表示)，并且 如果開關SW1、S2被閉合，則將提供三種形式的電流鏡電路。從而，存在這樣的關系Ic2 = Ic3 = Ic4 = Iref，因而其中允許I改變?yōu)橄旅娴娜N電流值之一 1)電流Iref ；2)雙倍 Iref的電流；以及3)三倍Iref的電流。如果耦接到晶體管的發(fā)射極端子的電阻器被配置 為具有不同的電阻值，則允許電流在四個或更多個電流值的組合中改變。圖10是示出采用電流鏡電路的可變電流源103的另一配置的電路圖。這里是其 中通過改變發(fā)射極和GND之間的電阻器的電阻值而改變I的恒流電路103-3。圖11是示出采用電流鏡電路的可變電流源103的又一配置的電路圖。在圖11的 恒流電路103-4中，在一個電路中將電阻值改變與利用恒流源相結合。通過采用如此配置 的恒流電路103-4，也可以配置預期在本發(fā)明中相應地操作的恒流電路。圖8至11示出了實現(xiàn)單獨用于一個射極跟隨器電路的恒流源的數(shù)種方式。相反， 圖12是示出射極跟隨器電路組102的總體配置的圖。圖12的該電路被配置為處理D-FF 101的四個輸出。然而，該配置特征在于對于所有的輸出僅使用一個恒流源。因此，圖11的電路被配置用于從所述一個恒流源獲得的四個電流中的每一個。這 可以使封裝規(guī)模最小化，同時調整射極跟隨器電流，這是主要目的。結果，被輸入到每一混 頻器13i、13q的本地信號的幅度增加，從而可以抑制噪聲。然后，描述接收器作為整體的操作。圖13是表現(xiàn)屬于本發(fā)明第一實施例的接收器的操作情形的圖。本地信號(即，射極跟隨器電路的輸出)的振幅首先保持為低，同時在基帶部分中 獲得給定的S/N比(信噪比)。因而，將射極跟隨器電路組102中的射極跟隨器電路的輸出電流控制為保持在最低水平。當S/N比從該給定值下降時，也即，當可變放大器15i、15q的輸出已超過給定的增 益水平時，基帶控制電路(未示出)指示增益控制器18改變射極跟隨器控制信號以增加本 地電流(在圖13中的點(a)處)。這改善了本地電流的相位噪聲，從而也改善了 S/N比。之后，當S/N比仍劣化的可能性已增加時(即，當可變放大器15i、15q的增益已增 加時)，基帶控制電路(未示出)指示增益控制器18改變射極跟隨器控制信號以增加本地 電流(圖13中的點(b)處)。當S/N比已進一步劣化時，重復相同的動作(在圖13中的點 (c)處)。該動作使得能夠在較長的時段維持良好的模擬基帶信號的S/N比。圖13設想了這樣的情形，其中允許在四個本地電流水平當中的變化，這是因為在 圖8-12中設想了這樣的改變。能夠允許在更多本地電流水平當中變化，或限制在更少的本 地電流水平當中或之間變化。如果可以調整分頻器17a的輸出電流的量，則并不總是必須采用射極跟隨器電路 和射極跟隨器電路組。可以使用其他的電流調整手段。在前面的描述中，當認為S/N比劣化時，執(zhí)行動作以指示增益控制器增加本地電 流。然而，并不限于此。當基帶部分執(zhí)行接收處理時，在實際檢測到S/N比劣化時，它可以 指示增益控制器增加本地電流。第二實施例然后，描述本發(fā)明的第二實施例。在第一實施例中，通過控制射極跟隨器電路組102中的在發(fā)射極端子和GND之間 的恒流源103來執(zhí)行增加或減少本地信號電流。與之相反，第二實施例目標在于通過處理輸入到分頻器17a的高頻信號來使分頻 器所輸出的本地信號電流可變。圖14是本發(fā)明第二實施例的分頻器17b的電路結構圖。第二實施例的分頻器17b特征在于恒流源電路106、電阻器107、和晶體管108耦 接到輸入信號端CT、CB。此外，在D-FF 101-2和射極跟隨器電路組102-2之間插入電容器 109。晶體管108經由電阻器107耦接到每一高頻信號輸入端CT、CB。晶體管108具有 一般的恒定電流電路配置，其中基極端子和集電極端子被短接。該晶體管108與被包括在 D-FF 101-2中的晶體管FFTrl和晶體管FFTr4形成各自的電流鏡電路。在這點上，通過利 用恒流源電路106調整流過晶體管108的電流來調整在D-FF 101-2中流過點A和點B的 電流。流過通過晶體管108與被包括在D-FF 101-2中的晶體管FFtrl以及與被包括在 D-FF 101-2中的晶體管FFtr4形成的電流鏡電路的電流由恒流源106決定。該恒流源106 是可由外部信號(即，射極跟隨器控制信號)控制的可變恒流源。圖15是示出用于本發(fā)明第二實施例的恒流源電路106的配置的電路圖。在該恒流源電路106中，內部晶體管INTrl也與晶體管INTr2以及與晶體管INTr4 構成電流鏡電路。恒流源106a的電流值被復制為每一晶體管的輸出。對于每一執(zhí)行該復 制的晶體管，其基極端子根據射極跟隨器控制信號而被導通/關斷。因此，允許等于恒流源 106a的整數(shù)倍(η = 1到3)的電流流過晶體管108。
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在這點上，從避免由于高的幅度而導致故障的觀點來看，在D-FFlO 1-2和射極跟 隨器電路組102-2之間插入電容器109是合乎期望的。如上所述，通過調整輸入側的D-FF 101-2的輸出信號可以實現(xiàn)與第一實施例中 相同的有利效果。第三實施例然后，描述本發(fā)明的第三實施例。如已經參考圖2和3所描述的，使SNR劣化的一個因素是主要歸因于終端內的發(fā) 射器的發(fā)射信號的泄漏的功率。從發(fā)射信號泄漏的電流在很大程度上受發(fā)射器的輸出的影 響。相反地，當執(zhí)行控制以增加發(fā)射器增益時，可以通過增加接收器中的分頻器的射極跟隨 器電流來處理從發(fā)射信號泄露的電流。第三實施例特征在于發(fā)射器的增益控制器利用射極跟隨器控制信號執(zhí)行對接收 器中的分頻器17a的控制。圖16是示出屬于本發(fā)明第三實施例的發(fā)射器和接收器的配置的框圖。與其中僅 示出了接收器的圖1和圖6的差別在于圖16還部分地包括發(fā)射器。屬于第三實施例的收發(fā)器包括LNA 11，混頻器13i、13q，LPF14i、14q，可變放大 器15i、15q，PLL 16，分頻器17a，增益控制器18，混頻器21，VGA 22，以及發(fā)射用增益控制器 23。在第三實施例中，增益控制器18并不輸出射極跟隨器控制信號。因此，原樣地使 用常規(guī)的增益控制器18。混頻器21是用于通過將待發(fā)射的信號乘發(fā)射用本地信號而將低頻信號轉換成具 有發(fā)射頻率的信號的混頻器電路。盡管在實際的發(fā)射器中需要產生輸入到該混頻器的信 號，但是這個方面與本發(fā)明不是直接相關的，因此，省去了其描述。VGA 22是可變增益放大器。VGA 22由發(fā)射用增益控制器23控制。發(fā)射用增益控制器23是用于確定VGA 22的放大系數(shù)的控制電路?？梢韵氲接糜?增加或減小該放大系數(shù)的多種參數(shù)。在第三實施例中，當發(fā)射用增益控制器23增加VGA 22 的放大系數(shù)時，通過射極跟隨器控制信號，要由分頻器17a輸出的本地信號增加，從而抑制 了噪聲。利用VGA 22的放大系數(shù)的降低，要由分頻器17a輸出的本地信號降低，從而降低 了功耗。通過如此控制發(fā)射器增益，能夠抑制主要歸因于從發(fā)射信號泄露的電流的噪聲， 并使功耗的增加最小化。第四實施例然后，描述本發(fā)明的第四實施例。圖17是示出屬于本發(fā)明第四實施例的發(fā)射器和 接收器的配置的框圖。在使用FDD的W-CDMA系統(tǒng)中，通常存在兩種模式1)其中發(fā)射器和接收器都工作 的模式，以及2)其中僅接收器工作的模式。在蜂窩移動電話中，接收器總是工作，因為它需 要等候進入的呼叫或分組，然而發(fā)射器由用戶激活以發(fā)起語音或分組通信。因而，移動電話 具有這兩種模式。當在其中僅接收器工作的模式2)中時，與發(fā)射器有關的部件(諸如混頻器21、VGA 22、以及發(fā)射用增益控制器23)是非激活的，以減少功耗。自然地，在其中僅接收器工作的模式2)期間沒有對接收器的泄漏信號出現(xiàn)。因此由于沒有發(fā)射波所導致的接收器的SNR 的劣化，通過降低接收器側中的本地信號電流的量來減少電流消耗是合理的。當然，基帶部分知道移動電話現(xiàn)在被置于其中發(fā)射器和接收器都工作的模式1) 還是被置于其中僅接收器工作的模式2)中。于是，第四實施例的目的如下在其中僅接收 器操作的模式2)期間，根據來自基帶部分的輸入信號，將通過射極跟隨器電路的輸出的電 流的調整去激活，也即，迫使接收器利用最低的本地電流的量工作直到圖13中的點(a)。屬于第四實施例的接收器包括LNA 11，混頻器13i、13q，LPF14i、14q，可變放大器 15i、15q，PLL 16，分頻器17a，增益控制器18a，以及與門19。由于基本配置與屬于第一實 施例的接收器相同，因此僅描述與其的差別。與門19插入在增益控制器18a和分頻器17a之間。到與門19的輸入信號是增益 控制器18a的輸出以及從未示出的基帶控制電路輸出的TXON信號。TXON信號是發(fā)射模式標記信號，其指示發(fā)射器是否工作(即，移動電話是否被置 于其中發(fā)射器和接收器都工作的模式1中)。當該信號線上的信號為“1”時，它指示其中發(fā) 射器和接收器都工作的模式1)。當該信號為“0”時，它指示其中僅接收器工作的模式2)。根據上述條件，在其中僅接收器工作的模式2)中與門19并不將增益控制器18a 的輸出輸出到分頻器17a。因此，限制了本地信號電流的量，從而可以減小電流消耗。盡管在上文中已經根據本發(fā)明的實施例描述了發(fā)明人的發(fā)明，但是將理解，本發(fā) 明并不限于所描述的實施例，并且可以進行多種修改而不偏離本發(fā)明的范圍。已經設想本發(fā)明應用于遵從使用FDD方法的W-CDMA協(xié)議的無線通信的RFIC而描 述了本發(fā)明。然而，并不限于此。還設想本發(fā)明用于利用其他通信協(xié)議(諸如，無線LAN) 工作的移動設備。在僅關注接收器的第一實施例的情況下，接收器還可以應用于遵從使用TDD方法 的W-CDMA協(xié)議的無線通信的RFIC。
權利要求
一種接收器，包括低噪聲放大器，其將經由天線接收的接收信號放大；分頻器，其對頻率分頻并產生本地信號；混頻器，其將所述本地信號和所述低噪聲放大器的輸出混頻；可編程增益放大器，其將所述混頻器的輸出放大；以及增益控制器，其控制所述可編程增益放大器，其中所述分頻器包括用于調整要從其輸出端輸出的電流的量的電流量調整裝置，其中用于控制所述可編程增益放大器的增益控制器控制信號被輸入到所述增益控制器，以及其中所述增益控制器根據該增益控制器控制信號調整所述可編程增益放大器的放大系數(shù)以及要從所述分頻器輸出端輸出的電流的量。
2.如權利要求1所述的接收器，其中所述電流量調整裝置包括射極跟隨器電流電路。
3.如權利要求1或2所述的接收器，其中將發(fā)射模式標記信號進一步輸入到該接收器， 并且當該發(fā)射模式標記信號為非時所述增益控制器對所述分頻器的控制被去激活。
4.一種移動終端設備，其使用如權利要求1到3之一中所述的接收器。
5.一種收發(fā)器，包括低噪聲放大器，其將經由天線接收的接收信號放大；接收器側分頻器，其對頻率分頻并產生接收器側本地信號；接收器側混頻器，其將所述接收器側本地信號和所述低噪聲放大器的輸出混頻；可編程增益放大器，其將所述接收器側混頻器的輸出放大；接收器側增益控制器，其控制所述可編程增益放大器；發(fā)射器側混頻器，其將發(fā)射器側本地信號和模擬基帶信號混頻以用于發(fā)射；可變放大器，其將所述發(fā)射器側混頻器的輸出放大；以及發(fā)射器側增益控制器，其調整所述可變放大器的放大系數(shù)，其中所述接收器側分頻器包括用于調整要從其輸出端輸出的電流的量的電流量調整 裝置，其中所述發(fā)射器側增益控制器根據所述可變放大器的放大系數(shù)來將接收器側增益控 制器控制信號輸出到所述接收器側增益控制器，以及其中所述接收器側增益控制器根據所述接收器側增益控制器控制信號來調整所述可 編程增益放大器以及要從所述接收器側分頻器輸出的電流的量。
6.一種移動終端設備，其使用如權利要求5中所述的收發(fā)器。全文摘要
本發(fā)明涉及接收器、收發(fā)器和移動終端設備。本發(fā)明提供了一種用于產生與輸入信號功率和輸出信號功率有關的可變工作電流并實現(xiàn)低噪聲和低功耗的控制方法。射極跟隨器電路被附連到用于產生本地信號的分頻器的輸出端。通過調整流過射極跟隨器電路的電流，調整流入混頻器中的電流的量。預期當流入混頻器中的本地信號的電流的量增加時，有抑制噪聲的效果。根據可變放大器的放大系數(shù)改變流過射極跟隨器電路的電流的量。
文檔編號H03G3/30GK101895303SQ201010182938
公開日2010年11月24日 申請日期2010年5月18日 優(yōu)先權日2009年5月21日
發(fā)明者內富健, 北村智滿, 林范雄, 荒屋敷聰 申請人:瑞薩電子株式會社