專利名稱：高頻功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明高頻信號的功率放大中采用的高頻功率放大器。
背景技術(shù)：
在數(shù)字方式的便攜式電話終端安裝有可全球使用的多模式系統(tǒng)(例如，GSM :Global System for Mobile Communications/UMTS :UniversalMobileTelecommunications System)。在該便攜式電話終端中進(jìn)行高輸出的功率放大的功率放大器，通常采用將2 3個高頻放大用的化合物半導(dǎo)體晶體管多級連接起來的結(jié)構(gòu)，作為其中的化合物半導(dǎo)體晶體管，從單一正電源工作等的觀點來看，主要采用例如由GaAs構(gòu)成的異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HBT :heterojunction bipolar transistor)。近年，從便攜式電話終端的小型化觀點來看，正推進(jìn)可不依賴于模式而使用的功率放大器的通用化的研究。
功率放大器在便攜式電話終端中，占其消耗功率的大約二分之一以上，為了增加便攜式電話終端的通話時間，必須進(jìn)行低消耗功率工作。 —般，功率放大器的輸出功率，在GSM方式下具有大致從+34dBm至_50dBm的較廣范圍，在UMTS方式下具有大致從+27dBm至-50dBm的較廣范圍，特別地，由于在輸出功率最大即+34dBm(GSM)和+27dBm(UMTS)附近消耗功率最大，因此必須抑制這附近的消耗功率。
作為輸出功率300mW 3W左右的便攜式電話用放大器的最終級用的放大器，為了確保高頻特性以及高輸出，采用并聯(lián)連接多個晶體管，并合成各晶體管的輸出的結(jié)構(gòu)。圖13表示這種現(xiàn)有高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)例(參照專利文獻(xiàn)1 4)。 在圖13表示的現(xiàn)有高頻功率放大器100中，當(dāng)設(shè)n為2以上的整數(shù)時，由偏置電路(bias circuit)Bl提供偏置電壓輸入端子DCIN的直流偏置電壓，分別經(jīng)由電阻Ra101 RalOn，向各晶體管Q101 Q10n的基極提供。此外，向高頻信號輸入端子RFIN提供的高頻信號，分別經(jīng)由電容CIOI C10n，向各晶體管QIOI Q10n的基極提供。各晶體管QIOI Q10n的集電極(collector)公共連接并接合高頻信號輸出端子RFOUT，各晶體管Q101 Q10n的發(fā)射極(emitter)分別接地(參照專利文獻(xiàn)1、2、4)。 圖13的偏置電路B1由以下構(gòu)成集電極與電源VDC連接且進(jìn)行發(fā)射極跟隨器(emitter follower)工作的晶體管Q0 ;和與電源VREF連接的溫度補(bǔ)償電路Tl。其中，溫度補(bǔ)償電路T1由電阻R0、二極管D1以及D2構(gòu)成(參照專利文獻(xiàn)3)。
如圖13所示，偏置電壓和高頻信號采用其他路徑輸入晶體管Q101 Q10n的基極的結(jié)構(gòu)是因為如下理由。即，晶體管Q101 Q10n進(jìn)行高輸出工作時，由于交流電流的電流密度變高而發(fā)熱。這種發(fā)熱，由于晶體管Q101 Q10n間的特性偏差等原因，在所有晶體管Q101 Q10n中并不相同。由此，溫度高的特定晶體管由于工作時極大的發(fā)熱量而發(fā)生熱失控(thermal runaway)，恐怕會由于基極電流的增大而導(dǎo)致元件損壞。因此，為了抑制這種熱失控，一旦晶體管Q101 Q10n的基極電壓上升，就增大電阻RalOl RalOn的值，以使由偏置電路B1提供的基極偏置電流減少。 另一方面，UMTS方式下，根據(jù)表示功率放大器的輸出功率中的使用頻率的概率密度(PDF-Probability Density Function)，在比較低的輸出即+10dBm附近為峰值，在 +5dBm至+15dBm的范圍中PDF最高，與最大輸出時相比，消耗功率雖然沒有那么高，但是 由于使用頻率高，因此在該范圍中降低功率消耗也十分重要。由此，便攜式電話終端采用 DC-DC轉(zhuǎn)換器，在從1. 0V至3. 35V的范圍中，控制功率放大器的集電極電壓，特別地，在 +15dBm以下，設(shè)集電極電壓為1. OV，來謀求消耗功率的降低。更進(jìn)一步地，由于低輸出附近 的集電極電流也對功率放大器的消耗功率有較大影響，因此必須盡可能低的來設(shè)定偏置電 路B1的電流設(shè)定。 圖13表示的現(xiàn)有高頻功率放大器100，除了所述結(jié)構(gòu)以外，通過在偏置電壓輸入 端子DCIN和高頻信號輸入端子RFIN之間插入電容CZl，從而抑制伴隨高頻輸入信號的增大 的增益壓縮(gain compression)，使高頻功率放大器100的低失真工作成為可能。由此，使 偏置電路B1的電流設(shè)定較低，并且同時進(jìn)行高輸出化，來實現(xiàn)良好的高頻特性(參照專利 文獻(xiàn)2)。 專利文獻(xiàn)1 :美國專利第5608353號說明書
專利文獻(xiàn)2 :日本特開2003-324325號公報
專利文獻(xiàn)3 :日本特開2007-288736號公報
專利文獻(xiàn)4 :日本特開2003-243942號公報 在所述現(xiàn)有高頻功率放大器100中，通過增大電阻RalOl RalOn的值，來抑制晶 體管Q101 Q10n的熱失控，并且實現(xiàn)均衡工作。 但是，也有時為了抑制低輸出時的功率消耗而使偏置電路B1的電流設(shè)定低，由于 該電阻RalOl RalOn的高電阻化促進(jìn)由偏置電路Bl提供的基極偏置電流的抑制，成為 高輸出時的功率增益降低的原因，因此不能取太大的值。即，通過增大電阻RalOl RalOn 的值，而確保改善對晶體管Q101 Q10n的均衡工作(提高耐損壞性)，和通過減小電阻 RalOl RalOn的值而能夠提高的、晶體管Q101 Q10n的高輸出時的高頻功率增益(提高 高頻特性)具有平衡(trade-off)關(guān)系，使它們并存非常困難。 另一方面，通過使偏置電路B1的電流設(shè)定較高，能夠緩和由電阻RalOl RalOn 的高電阻化所導(dǎo)致的基極偏置電流的抑制，并能夠?qū)⒏咻敵鰰r的功率增益降低抑制到某程 度為止，但是高輸出時的高頻功率增益(提高高頻特性)的充分改善是困難的。更進(jìn)一步 地，在該情況下，會導(dǎo)致低輸出時的消耗電流的增大。即，電阻RalOl RalOn的高電阻化 中，通過使偏置電路B1的電流設(shè)定較高而改善的晶體管QIOI Q10n的高輸出時的高頻 功率增益(提高高頻特性)、和通過使偏置電路B1的電流設(shè)定較低而能夠提高的晶體管 Q101 Q10n的低輸出時的消耗功率(提高高頻特性)具有平衡關(guān)系，存在同時實現(xiàn)它們非 常困難的課題。

發(fā)明內(nèi)容
由此，本發(fā)明的一個目的在于，提供能同時實現(xiàn)充分的耐損壞性、和高輸出時的良 好高頻特性以及低輸出時的良好高頻特性的高頻功率放大器。 本發(fā)明目的是用于高頻信號的功率放大的高頻功率放大器。于是，為達(dá)成所述目 的，本發(fā)明的高頻功率放大器具備并聯(lián)連接的發(fā)射極接地的多個晶體管；向一個端子施 加公共的直流偏置電壓，且將另一端子與所述多個晶體管的基極分別連接的多個第一電
4阻；向一個電極輸入公共的所述高頻信號，且將另一電極與所述多個晶體管的基極分別連 接的多個第一電容；和向一個端子施加公共的所述直流偏置電壓，且將另一端子與所述多 個晶體管的集電極分別連接的至少一個阻抗電路，所述阻抗電路對直流成分導(dǎo)通。也可以 還具備向一個電極施加公共的所述直流偏置電壓，且將另一電極與所述多個晶體管的基 極分別連接的多個第二電容。 向所述多個晶體管的基極的直流偏置電壓，在低輸出時，例如由在輸出結(jié)構(gòu)中采 用發(fā)射極跟隨器的偏置電路提供，在高輸出時，由該偏置電路和所述阻抗電路提供。
另外，所述阻抗電路，例如由使晶體管的基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二 極管和電阻的串聯(lián)連接電路構(gòu)成。 根據(jù)本發(fā)明，在并聯(lián)連接多個晶體管結(jié)構(gòu)的高頻功率放大器中，通過插入一個或 多個阻抗電路，從而能夠同時實現(xiàn)充分的耐損壞性、和高輸出的良好高頻特性以及低輸出 時的良好高頻特性。


圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。
圖2是通過與現(xiàn)有例的情況進(jìn)行比較來表示圖1的高頻功率放大器中的輸出晶體
管的集電極電壓和空置集電極電流之間的關(guān)系的圖。 圖3(A)和(B)是通過與現(xiàn)有例的情況進(jìn)行比較來表示圖1的高頻功率放大器的 低輸出時的特性的圖。 圖4(A)和(B)是通過與現(xiàn)有例的情況進(jìn)行比較來表示圖1的高頻功率放大器的 高輸出時的特性的圖。 圖5是通過與現(xiàn)有例的情況進(jìn)行比較來表示圖1的高頻功率放大器的頻率和穩(wěn)定 系數(shù)之間的關(guān)系的圖。 圖6是表示本發(fā)明的實施方式la的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖7是通過與實施方式1以及現(xiàn)有例的情況進(jìn)行比較來表示圖6的高頻功率放大
器中的輸出晶體管的集電極電壓和空置集電極電流之間的關(guān)系的圖。 圖8是表示本發(fā)明的實施方式lb的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖9是表示本發(fā)明的實施方式lc的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖10是表示本發(fā)明的實施方式2的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖11是表示本發(fā)明的實施方式3的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖12是表示本發(fā)明的實施方式4的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。 圖13是表示現(xiàn)有高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)例的圖。 符號說明 1、la、lb、lc、2、3、4、100-高頻功率放大器
Bl-偏置電路 Cl Cn、 Cal Can、 C101 C10n、 CZ1-電容 Dl、D2-二極管 DCIN-偏置電壓輸入端子 QO 、 QFB 、 QSW-晶體管
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Ql Qn、 Q101 QlOn-晶體管 RO、RFB、RSW-電阻 Ral Ran、 Rbl Rbn、 Rcl Rcn、 RalOl、 RalOn-電阻 RFIN-高頻信號輸入端子 RFOUT-高頻信號輸出端子 Tl-溫度補(bǔ)償電路 TL1 TLn-傳送線路 VDC、 VREF、 VSW-電源 Z-阻抗電路
具體實施例方式(實施方式1) 圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。圖1所示的 高頻功率放大器1由晶體管Ql Qn、電容CI Cn、電阻Ral Ran、電容Cal Can、和阻 抗電路Z構(gòu)成。阻抗電路Z對于直流成分導(dǎo)通。這里，n為2以上的整數(shù)。
提供給高頻信號輸入端子RFIN的高頻信號經(jīng)由電容CI Cn，分別輸入晶體管 Ql Qn的基極，放大后從晶體管Ql Qn的集電極向高頻信號輸出端子RFOUT輸出。各 晶體管Ql Qn的發(fā)射極接地。從偏置電路B1提供偏置電壓輸入端子DCIN的直流偏置電 壓，在由高輸出時變?yōu)榈洼敵鰰r，經(jīng)由電阻Ral Ran，分別向晶體管Ql Qn的基極提供。
另一方面，晶體管Ql Qn的集電極經(jīng)由阻抗電路Z，與偏置電壓輸入端子DCIN連 接。圖1中還表示阻抗電路Z的結(jié)構(gòu)例。圖1的阻抗電路Z由電阻RFB、和使晶體管QFB的 基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二級管的串聯(lián)連接電路構(gòu)成，對于直流成分導(dǎo)通。由 此，由晶體管Ql Qn的集電極提取出的直流偏置電壓，在設(shè)定集電極電壓為低的低輸出時 被遮斷，在設(shè)定集電極電壓為高的高輸出時，經(jīng)由阻抗電路Z以及電阻Ral Ran，分別向晶 體管Ql Qn的基極提供。此外，由晶體管Ql Qn的集電極提取出的高頻信號輸出的一 部分經(jīng)由阻抗電路Z、電阻Ral Ran以及電容Cal Can,分別返回至晶體管Ql Qn的 基極。 偏置電路B1如果是能夠提供偏置電壓的電路則不論其結(jié)構(gòu)。其中，圖1表示偏置 電路B1的優(yōu)選結(jié)構(gòu)。圖1的偏置電路B1由集電極與電源VDC連接且進(jìn)行發(fā)射極跟隨器工 作的晶體管Q0、和與電源VREF連接的溫度補(bǔ)償電路T1構(gòu)成。其中，溫度補(bǔ)償電路T1由電 阻R0、二極管D1以及D2構(gòu)成。作為二極管D1及D2，為了補(bǔ)償高頻功率放大器1的晶體管 Ql Qn和偏置電路Bl的晶體管QO的基極/發(fā)射極間電壓和，可以采用使晶體管的基極/ 集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管。 在具有所述結(jié)構(gòu)的實施方式1的高頻功率放大器1中，關(guān)于低輸出的工作區(qū)域 (+15dBm以下)中的直流偏置電壓，如以下來設(shè)定。即，晶體管Ql Qn的集電極電壓為了 實現(xiàn)低消耗功率而設(shè)定為比2. 5V低(例如1.0V等)。來自偏置電路B1的偏置電流通過電 阻Ral Ran的路徑，輸入晶體管Ql Qn的基極。由于使阻抗電路Z中的晶體管QFB的 基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管為OFF狀態(tài)(由GaAs構(gòu)成的HBT成為ON狀 態(tài)的基極/發(fā)射極間電壓為1. 2V以上)，因此未提供來自阻抗電路Z的偏置電流。另一方
6面，由高頻信號輸入端子RFIN輸入的高頻信號經(jīng)由電容C1 Cn，通過晶體管Ql Qn的基 極，功率放大后，由晶體管Ql Qn的集電極輸出。 在高輸出中的工作區(qū)域(+34dBm附近)，關(guān)于直流偏置電壓，如以下設(shè)定。S卩，晶 體管Ql Qn的集電極電壓為了與高輸出時相對應(yīng)而設(shè)定為比2. 5V高(例如，3. 35V等)。 在偏置電壓輸入端子DCIN上附加提供來自偏置電路Bl的偏置電流，由于使阻抗電路Z中 的晶體管QFB的基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管成為0N狀態(tài)(由GaAs構(gòu)成 的HBT成為ON狀態(tài)的基極/發(fā)射極間電壓為1. 2V以上)，因此提供來自阻抗電路Z的偏 置電流。這些偏置電流的和通過電阻Ral Ran的路徑，輸入晶體管Ql Qn的基極。另 一方面，由高頻信號輸入端子RFIN輸入的高頻信號經(jīng)由電容C1 Cn，通過晶體管Ql Qn 的基極，功率放大后，由晶體管Q1 Qn的集電極輸出。通過阻抗電路Z的插入，來自晶體 管Q1 Qn的集電極的高頻信號輸出的一部分經(jīng)由電阻RFB而向晶體管QFB的基極輸入， 經(jīng)由電阻Ral Ran以及電容Cal Can，向晶體管Ql Qn的基極返回。
向阻抗電路Z返回的高頻信號輸出的電壓振幅由于晶體管QFB的基極/發(fā)射極間 二極管的非線形性，在晶體管QFB的基極/發(fā)射極間二極管導(dǎo)通(0N)的時刻(負(fù)振幅)被 箝位(clip)，在截止(OFF)的時刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏置電壓輸入端子DCIN 處產(chǎn)生正極性的直流偏移(offset)電壓。該直流偏移電壓產(chǎn)生的效果為，如果由晶體管 Ql Qn的集電極返回的高頻信號輸出越大，則表現(xiàn)越顯著。 來自高頻信號輸入端子RFIN的高頻信號通過電容C1 Cn，輸入至晶體管Ql Qn的基極。更進(jìn)一步地，該高頻信號的一部分經(jīng)由電阻Ral Ran、電容Cal Can以及偏 置電壓輸入端子DCIN，向偏置電路B1以及阻抗電路Z輸入。特別地，通過插入電容Cal Can，從而使高頻信號易于通過。 輸入偏置電路B1的來自高頻信號輸入端子RFIN的高頻信號的電壓振幅，由于晶 體管Q0的基極/發(fā)射極間二極管的非線形性，從而在晶體管Q0的基極/發(fā)射極間二極管 導(dǎo)通的時刻(負(fù)振幅)被箝位，在截止的時刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏置電壓輸入 端子DCIN處，產(chǎn)生正極性的直流偏移電壓。該直流偏移電壓產(chǎn)生的效果為，如果來自高頻 信號輸入端子RFIN的輸入功率越大，則表現(xiàn)越顯著。 更進(jìn)一步地，輸入阻抗電路Z的來自高頻信號輸入端子RFIN的高頻信號的電壓振 幅，由于晶體管QFB的基極/發(fā)射極間二極管的非線形性，從而在晶體管QFB的基極/發(fā)射 極間二極管導(dǎo)通的時刻(負(fù)振幅)被箝位，在截止的時刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏 置電壓輸入端子DCIN處，產(chǎn)生正極性的直流偏移電壓。在阻抗電路Z中，分別存在由晶體 管Ql Qn的集電極返回的高頻信號輸出所導(dǎo)致的直流偏移電壓、和來自高頻信號輸入端 子RFIN的高頻信號輸入所導(dǎo)致的直流偏移電壓，且它們重疊。 下面，參照圖2 圖5，說明實施方式1的高頻功率放大器1 (圖1)和現(xiàn)有高頻功 率放大器100 (圖13)的效果的不同。這里，實施方式1的高頻功率放大器1中，電阻RFB 為120 Q ，晶體管QFB是兩個晶體管的并聯(lián)連接，電容Cal Can分別為0. 64pF，電容Cl Cn分別為0. 16pF，并聯(lián)連接的晶體管Ql Qn、電阻Ral Ran、電容Cal Can以及電容 Cl Cn的數(shù)目設(shè)為78個(n = 78)。 圖2表示在分別設(shè)電阻Ral Ran為2000 Q的情況下，使晶體管Ql Qn的集電 極電壓VCC可變時的空置集電極電流ICC。由圖2可知，在現(xiàn)有高頻功率放大器100中，由偏置電路B1提供偏置電流，如果集電極電壓VCC增加至0. 5V，則表示大致80mA左右固定的 集電極電流特性。 另一方面，實施方式1的高頻功率放大器1中，同樣由偏置電路B1提供偏置電流， 集電極電壓VCC從O. 5V成為2. 5V左右的期間，表示大致80mA左右固定的集電極電流特性。 如果自2. 5V左右起增加集電極電壓VCC，則不只是由偏置電路B1提供偏置電流，由于晶體 管QFB所導(dǎo)致的二極管的基極/發(fā)射極間的電位差比1. 2V大(由GaAs構(gòu)成的HBT成為ON 狀態(tài)的基極/發(fā)射極間電壓為1. 2V以上)，因此晶體管QFB成為ON狀態(tài)，由晶體管Ql Qn的集電極經(jīng)由電阻RFB和晶體管QFB提供偏置電流。由此，晶體管QFB導(dǎo)致的二極管的 順方向電流所引起的偏置電流與來自偏置電路B1的偏置電流重疊，集電極電流顯示出急 劇變大的特性。 便攜式電話終端中，高頻功率放大器的集電極電壓控制在1. OV至3. 35V的范圍 內(nèi)，謀求低輸出時的消耗功率的降低，但是在實施方式1的高頻功率放大器1中，通過將集 電極電壓VCC控制在2. 5V左右以下，從而能夠得到與現(xiàn)有高頻功率放大器100同樣低的消 耗功率。此外，高輸出時，通過將集電極電壓VCC控制在2. 5V左右以上，從而將晶體管QFB 設(shè)為ON狀態(tài)，除了提供直流偏置電流以外，將來自晶體管Ql Qn的集電極的高頻信號輸 出的一部分向晶體管QFB的基極輸入，可能產(chǎn)生直流偏移電壓。 圖3(A)表示低輸出時(+10dBm附近)設(shè)集電極電壓VCC為1. OV，設(shè)電阻Ral Ran可變時的輸出功率Pout。圖3(B)同樣表示設(shè)電阻Ral Ran可變時的集電極效率nc。 由這些圖可知，現(xiàn)有高頻功率放大器100中，即使電阻Ral Ran增加至2000 Q，特性也不 會大幅惡化(輸出功率Pout為0. 9dB以下，集電極效率為n c0. 1 %以下)。此外，實施方式 1的高頻功率放大器1中，即使電阻Ral Ran增加至2000 Q ，也可以抑制特性惡化(輸出 功率為Poutl. 4dB以下，集電極效率為nc0.1X以下)。在電阻Ral Ran為2000 Q時， 與現(xiàn)有高頻功率放大器100的特性差是輸出功率PoutO. 3dB，集電極效率nc0. 4%，幾乎看 不出。 該情況下，現(xiàn)有高頻功率放大器100和實施方式1的高頻功率放大器1的基極偏 置電流的提供只在相同偏置電路B1中進(jìn)行。S卩，實施方式1的高頻功率放大器1中，也能 夠保持在UMTS等中重要的低輸出時(+10dBm附近)的消耗功率與現(xiàn)有高頻功率放大器100 同等低。 圖4(A)表示高輸出時(+34dBm附近)設(shè)集電極電壓VCC為3. 35V，設(shè)電阻Ral Ran可變時的輸出功率Pout。圖(4)B同樣表示設(shè)電阻Ral Ran可變時的集電極效率nc。 由這些圖可知，現(xiàn)有高頻功率放大器100中，如果電阻Ral Ran增加至2000 Q，則特性大 幅惡化(輸出功率為Poutl.7dB以上，集電極效率為nc9.4X以上)，相對于此，實施方式 1的高頻功率放大器1中，即使電阻Ral Ran在2000 Q附近，也可以大幅抑制特性惡化 (輸出功率為PoutO. 6dB以下，集電極效率為nc3. 0%以下)。特別地，在電阻Ral Ran 為2000Q附近表示，如果輸出功率Pout約為1.5dB、集電極效率nc約為6.4X時，則與現(xiàn)
有高頻功率放大器ioo相比，特性可以改善。 在該情況下，實施方式1的高頻功率放大器1的基極偏置電流的提供，除了偏置電 路B1之外，晶體管QFB成為ON狀態(tài)，二極管的順方向電流引起的偏置電流也加入，由圖2 可知，空置集電極電流ICC較高地設(shè)定為440mA左右。由此，能夠緩和由電阻Ral Ran的高電阻化所導(dǎo)致的基極偏置電流的抑制。 于是，由晶體管Ql Qn的集電極經(jīng)由電阻RFB向晶體管QFB的基極輸入高頻信 號輸出的一部分，通過產(chǎn)生直流偏移電壓，從而增大基極偏置電流。此外，根據(jù)輸入偏置電 路B1的來自高頻信號輸入端子RFIN的高頻信號，通過在晶體管QO中產(chǎn)生直流偏移電壓， 從而增大基極偏置電流。更進(jìn)一步地，根據(jù)輸入阻抗電路Z的來自高頻信號輸入端子RFIN 的高頻信號，通過在晶體管QFB中產(chǎn)生直流偏移電壓，從而增大基極偏置電流。其結(jié)果，在 較高地設(shè)定直流偏置電流之后，根據(jù)在阻抗電路Z內(nèi)和偏置電路B1內(nèi)同時產(chǎn)生直流偏移電 壓的增強(qiáng)效果，可能產(chǎn)生較大的基極偏置電流，即使較高設(shè)定電阻Ral Ran也能夠?qū)崿F(xiàn)良 好的高頻特性。 也就是說，在實施方式1的高頻功率放大器1這樣的高輸出工作中，獲得較大特 性改善的理由是，由于伴隨輸出功率，偏置電壓輸入端子DCIN中的電位上升補(bǔ)償了電阻 Ral Ran的電壓下降。更應(yīng)關(guān)注的一點是，能夠在增大用于改善晶體管Ql Qn的工作的 均衡性的電阻Ral Ran的值時，利用偏置電壓輸入端子DCIN的電位上升，而不提高低輸 出時的偏置電路B1的電流設(shè)定。 圖5是表示高輸出時(+34dBm附近)將集電極電壓VCC設(shè)為3. 35V，將電阻Ral Ran設(shè)為2000 Q時，相對于實施方式1的高頻功率放大器1的頻率f的穩(wěn)定系數(shù)K的圖。 由圖5可知，現(xiàn)有高頻功率放大器100中，穩(wěn)定系數(shù)K為1. 1以下(K< 1為不穩(wěn)定區(qū)域) 在0. 9GHz 1. 4GHz過渡，相對于此，在實施方式1的高頻功率放大器1中，在1. 1GHz附近 取最小值1. 8，可以進(jìn)一步確保穩(wěn)定性。特別地，表示出能夠在從低頻至高頻的廣頻域中提 高穩(wěn)定系數(shù)K。 這是由形成以下反饋回路所導(dǎo)致的效果，該反饋回路為，經(jīng)由電阻RFB、晶體管 QFB，通過電阻Ral Ran以及電容Cal Can,使得高頻信號輸出的一部分由晶體管Ql Qn的集電極返回晶體管Ql Qn的基極的回路。特別地，如果增大電阻Ral Ran至 2000 Q ，則通過這些電阻Ral Ran的信號衰減，但通過插入電容Cal Can能夠降低對電 阻Ral Ran的大小的依賴，能夠確保充分的穩(wěn)定系數(shù)K，而不必考慮電阻Ral Ran的大 小。 如上所述，根據(jù)本發(fā)明實施方式1的高頻功率放大器l，通過插入阻抗電路Z以及 電容Cal Can,能夠同時實現(xiàn)充分的耐損壞性、和高輸出時以及低輸出時的良好高頻特 性。 另夕卜，晶體管Q0、Q1 Qn、QFB不限于采用化合物半導(dǎo)體(GaAs、InGaP)的HBT，可 以使用采用了 Si或SiGe的其他晶體管。 此外，實施方式1中，作為在晶體管Ql Qn的集電極和偏置電壓輸入端子DCIN 之間連接的阻抗電路Z，說明了串聯(lián)連接電阻RFB和晶體管QFB的基極/集電極間短路的基 極/發(fā)射極間二極管的例子，但是作為如圖6的實施方式la所示在晶體管Ql Qn的集電 極和偏置電壓輸入端子DCIN之間連接的阻抗電路Z，不只是電阻RFB和晶體管QFB，串聯(lián)插 入晶體管QSW和電阻RSW而構(gòu)成的高頻功率放大器la也可以。 圖7表示圖6的高頻功率放大器la中，將電阻Ral Ran分別設(shè)為2000 Q時的 晶體管Ql Qn的集電極電壓VCC可變時的空置集電極電流ICC。晶體管QSW是2個晶體 管的并聯(lián)連接，電阻RSW為1000 Q ，在電源VSW上追加施加2. 6V，電阻RFB變更為60 Q ，除
9所述之外，是與圖1的高頻功率放大器1同等的條件。由圖7可知，在實施方式1的高頻功 率放大器1中，如果集電極電壓VCC比2. 5V高，則集電極電流急劇直線式增加，相對于此， 實施方式la的高頻功率放大器la中，如果集電極電壓VCC比2. 5V高，則集電極電流雖然 增加至150mA左右，但是如果比3.0V高，則顯示出大致固定的集電極電流特性。這是由于， 使晶體管QFB的基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管的順方向電流由晶體管QSW 的集電極電流特性限制，可能抑制在3. OV以上電流的急劇增加。 由于便攜式電話終端的急劇環(huán)境變化或誤工作，由控制功率放大器的集電極電 壓的DC-DC轉(zhuǎn)換器得不到所希望的電壓，例如如果盡管是低輸出時但仍輸出集電極電壓 3. 35V，則實施方式l的高頻功率放大器l中，流過400mA的空置集電極電流，產(chǎn)生無用的消 耗功率。但是，在實施方式la的高頻功率放大器la中，由于150mA較低，因此即使發(fā)生這 種狀況，也可以抑制無用功率消耗。適于環(huán)境變化和對針對誤工作的保護(hù)電路簡化后的情 況等。 此外，實施方式l中，雖然說明了如下例子，S卩，在晶體管Ql Qn的基極和偏置電 壓輸入端子DCIN之間，分別與電阻Ral Ran并聯(lián)連接電容Cal Can，但是如圖8的實 施方式lb所示，在晶體管Ql Qn的基極和偏置電壓輸入端子DCIN之間，插入電阻Ral Ran而構(gòu)成的高頻功率放大器lb中，在輸出功率的設(shè)定更低的情況下(例如31dBm以下)， 也能取得同樣的效果。 此外，實施方式l中，雖然說明了如下例子，S卩，作為晶體管Ql Qn的集電極和偏 置電壓輸入端子DCIN之間連接的阻抗電路Z，串聯(lián)連接使電阻RFB和晶體管QFB的基極/ 集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管的例子，但是如圖9的實施方式lc所示，作為在晶 體管Ql Qn的集電極和偏置電壓輸入端子DCIN之間連接的阻抗電路Z，插入電阻RFB而 構(gòu)成的高頻功率放大器lc，在輸出功率的設(shè)定更低的情況下(例如31dBm以下)，也能得到 同樣的效果，并適于想要與集電極電壓VCC聯(lián)動地來控制基極偏置電流的情況等。
(實施方式2) 圖10是表示本發(fā)明的實施方式2的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。圖10表示 的高頻功率放大器2由晶體管Ql Qn、電容CI Cn、電阻Ral Ran、電容Cal Can、電 阻Rbl Rbn、和阻抗電路Z構(gòu)成。由圖10可知，實施方式2的高頻功率放大器2在實施方 式1的高頻功率放大器1上添加了電阻Rbl Rbn后而構(gòu)成。 各電阻Rbl Rbn取微小的電阻值，并被分別插入電容CI Cn、電阻Ral Ran、 電容Cal Can的連接點和晶體管Ql Qn的基極之間。由此，該電阻Rbl Rbn作為晶 體管Ql Qn的基極鎮(zhèn)流器電阻來發(fā)揮作用。 如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施方式2的高頻功率放大器2，通過在晶體管Ql Qn 的基極上插入微小的電阻Rbl Rbn，除了所述實施方式1所產(chǎn)生的效果，還可以進(jìn)一步實 現(xiàn)晶體管Ql Qn的穩(wěn)定化和抑制無用的振蕩。 [OOSe](實施方式3) 圖11是表示本發(fā)明的實施方式3的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。圖11所示 的高頻功率放大器3由晶體管Ql Qn、電容CI Cn、電阻Ral Ran、電容Cal Can、電 阻Rcl Rcn、和阻抗電路Z構(gòu)成。由圖11可知，實施方式3的高頻功率放大器3在實施方 式1的高頻功率放大器1上添加了電阻Rcl Ren而構(gòu)成。
各電阻Rcl Ren取微小的電阻值，并被分別插入電阻Ral Ran、電容Cal Can、晶體管Ql Qn的基極連接點和電容CI Cn之間。由此，該電阻Rcl Ren作為晶 體管Ql Qn的基極鎮(zhèn)流器電阻來發(fā)揮作用。 如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施方式3的高頻功率放大器3，通過在晶體管Ql Qn 的基極上插入微小的電阻Rcl Rcn，除了所述實施方式1所產(chǎn)生的效果，還可以進(jìn)一步實 現(xiàn)晶體管Ql Qn的穩(wěn)定化和抑制無用的振蕩。
(實施方式4) 圖12是表示本發(fā)明的實施方式4的高頻功率放大器的電路結(jié)構(gòu)的圖。圖12所示 的高頻功率放大器4由晶體管Ql Qn、電容CI Cn、電阻Ral Ran、電容Cal Can、傳 送線路TL1 TLn、和阻抗電路Z構(gòu)成。由圖12可知，實施方式4的高頻功率放大器4在實 施方式1的高頻功率放大器1上添加了傳送線路TL1 TLn而構(gòu)成。 各傳送線路TL1 TLn被分別插入高頻信號輸入端子RFIN、電容CI Cn之間。 該傳送線路TL1 TLn在將高頻功率放大器4的電路實際安裝在半導(dǎo)體芯片上時，是由元 件間的布線而產(chǎn)生的電阻成分。通過該傳送線路TL1 TLn，產(chǎn)生與電容CI Cn的自諧 振，高頻信號輸入端子RFIN和晶體管Ql Qn的基極之間的阻抗變小。因此，由于高頻信 號通行變得容易，因此功率增益等高頻特性的改善就成為可能。另外，代替?zhèn)魉途€路TL1 TLn采用一般的電阻也可以。 如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施方式4的高頻功率放大器4，通過有效利用傳送線路 TL1 TLn，能夠進(jìn)一步改善高頻特性。此外，如果同一高頻特性良好，則能夠減小電容CI Cn的面積，對芯片尺寸的小型化有貢獻(xiàn)。 另外，在不脫離本發(fā)明的宗旨的范圍中，可以任意組合所述多個實施方式中的各 構(gòu)成要素。例如，當(dāng)然可以在如下結(jié)構(gòu)中應(yīng)用本實施方式2 4 :插入串聯(lián)晶體管QSW和電 阻RSW作為圖6所示的阻抗電路Z的結(jié)構(gòu)、在圖8所示的晶體管Ql Qn的基極和偏置電 壓輸入端子DCIN之間插入電阻Ral Ran的結(jié)構(gòu)、插入電阻RFB作為圖9所示的阻抗電路 Z的結(jié)構(gòu)。 此外，所述各實施方式中，可以在晶體管Q1 Qn的集電極和偏置電壓輸入端子 DCIN之間分別設(shè)置對應(yīng)多個電阻Ral Ran中的每一個的多個阻抗電路。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性 如以上所說明的，本發(fā)明的高頻功率放大器能夠作為便攜式電話等無線通訊設(shè)備 中采用的放大器來使用，尤其適于想要同時實現(xiàn)充分的耐損壞性、和高輸出時以及低輸出 時的良好高頻特性的情況等中。
1權(quán)利要求
一種高頻功率放大器，用于高頻信號的功率放大，其特征在于，具備并聯(lián)連接的發(fā)射極接地的多個晶體管；向一個端子施加公共的直流偏置電壓，且將另一端子與所述多個晶體管的基極分別連接的多個第一電阻；向一個電極輸入公共的所述高頻信號，且將另一電極與所述多個晶體管的基極分別連接的多個第一電容；和向一個端子施加公共的所述直流偏置電壓，且將另一端子與所述多個晶體管的集電極分別連接的至少一個阻抗電路，所述阻抗電路對直流成分導(dǎo)通。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于，還具備向一個電極施加公共的所述直流偏置電壓，且將另一電極與所述多個晶體管 的基極分別連接的多個第二電容。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述阻抗電路至少具有一個二極管。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述二極管是使晶體管的基極/集電極間短路的基極/發(fā)射極間二極管。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述阻抗電路具有二極管和電阻的串聯(lián)連接電路。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述阻抗電路至少具有一個串聯(lián)晶體管。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述阻抗電路至少具有一個串聯(lián)電阻。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于，還具備在連接點和所述多個晶體管的基極之間分別插入的多個第二電阻，該連接點 為所述多個第一電阻的另一端子與所述多個第一電容的另一電極的連接點。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于，還具備在連接點和所述多個第一電容的另一電極之間分別插入的多個第三電阻，該 連接點為所述多個第一電阻的另一端子與所述多個晶體管的基極的連接點。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于，還具備在輸入所述高頻信號的端子和所述多個第一電容的一個電極之間分別插入的 多個第四電阻。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述第四電阻由傳送線路形成。
12. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 對應(yīng)所述多個第一電阻設(shè)置多個所述阻抗電路。
13. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于， 所述直流偏置電壓至少由在輸出結(jié)構(gòu)中采用了發(fā)射極跟隨器的偏置電路提供。
全文摘要
本發(fā)明提供一種能夠同時實現(xiàn)充分的耐損壞性、和低輸出時以及高輸出時的良好的高頻特性的高頻功率放大器。高頻信號經(jīng)由電容(C1～Cn)，分別輸入晶體管(Q1～Qn)的基極，放大后由晶體管(Q1～Qn)的集電極輸出。各晶體管(Q1～Qn)的發(fā)射極接地。由偏置電路(B1)提供的偏置電流，在由低輸出時過渡為高輸出時，經(jīng)由電阻(Ra1～Ran)，分別提供給晶體管(Q1～Qn)的基極。晶體管(Q1～Qn)的集電極經(jīng)由阻抗電路(Z)，與偏置電壓輸入端子(DCIN)連接，高輸出時與來自集電極的高頻信號輸出的一部分一起，由阻抗電路(Z)，產(chǎn)生直流偏移電壓，進(jìn)一步增加偏置電流。
文檔編號H03F1/30GK101741323SQ20091017865
公開日2010年6月16日 申請日期2009年9月24日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月21日
發(fā)明者松田慎吾, 海藤淳司, 牧原弘和, 稻森正彥, 立岡一樹 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社