專(zhuān)利名稱(chēng)：使用純數(shù)字鑒相器的分?jǐn)?shù)n頻率合成器和調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電路技術(shù)中的頻率合成器領(lǐng)域。具體涉及分?jǐn)?shù)N頻率合成器，即可以合成頻率為非整數(shù)倍環(huán)路參考頻率的輸出信號(hào)的頻率合成器。如果需要，這種頻率合成器的輸出信號(hào)還可以同時(shí)帶有傳送信息所需的信號(hào)調(diào)制。
背景技術(shù)：
隨著數(shù)字技術(shù)的發(fā)展，頻率合成器在電路技術(shù)中的使用越來(lái)越廣泛。頻率合成器一般使用一個(gè)穩(wěn)定的基準(zhǔn)振蕩器來(lái)產(chǎn)生頻率準(zhǔn)確并可控的輸出信號(hào)。最常用的頻率合成器實(shí)現(xiàn)方法是用鎖相環(huán)來(lái)保證輸出信號(hào)和參考信號(hào)之間的頻率對(duì)應(yīng)關(guān)系。典型的鎖相環(huán)由電壓控制振蕩器、反饋分頻電路，鑒相器和環(huán)路濾波器組成。由于基本的分頻電路是整數(shù)分頻，早期的頻率合成器只能產(chǎn)生頻率為鑒相器實(shí)際輸入?yún)⒖碱l率整數(shù)倍的輸出信號(hào)。分?jǐn)?shù)N頻率合成器突破了這種限制，可以合成頻率為非整數(shù)倍參考頻率的輸出信號(hào)。因而對(duì)同樣的頻率分辨率指標(biāo)可以使用更高的環(huán)路參考信號(hào)頻率。這樣可以在合成的信號(hào)質(zhì)量及切換速率方面得到提高，逐漸在各種電子技術(shù)，特別是通信技術(shù)方面得到了越來(lái)越多的應(yīng)用。但所有的分?jǐn)?shù)N頻率合成器的性能都或多或少地受到分?jǐn)?shù)雜波的限制，在推廣方面有一定的困難。有很多發(fā)明被提出以克服這個(gè)缺陷，模擬補(bǔ)償和Δ-∑噪聲頻譜搬移是其中比較成功的技術(shù)。
模擬補(bǔ)償技術(shù)是根據(jù)分?jǐn)?shù)分頻產(chǎn)生相位抖動(dòng)的變化規(guī)律而在檢測(cè)相位時(shí)加以相應(yīng)的模擬校正信號(hào)以減小分?jǐn)?shù)雜波的強(qiáng)度。在模擬部分的精確度得到保證時(shí)這種補(bǔ)償可以有很好的效果。但由于模擬精確度很容易隨時(shí)間和溫度而變化，除非使用成本很高的特除措施，補(bǔ)償性能并不能得到保障。
Δ-∑噪聲頻譜搬移技術(shù)時(shí)隨數(shù)字處理技術(shù)而發(fā)展起來(lái)的較先進(jìn)的方法。這種技術(shù)的原理是利用對(duì)分頻比實(shí)施高階Δ-∑調(diào)制的方法以使分?jǐn)?shù)分頻的相位抖動(dòng)頻譜向高頻移動(dòng)從而能更有效地被環(huán)路濾波器濾除。由于這個(gè)方法可以較穩(wěn)定和有效地抑制分?jǐn)?shù)雜波，逐漸得到較多的應(yīng)用。但由于沒(méi)有徹底解決雜波問(wèn)題，還不能滿足有些要求比較高的應(yīng)用。同時(shí)其結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，對(duì)鑒相器的線性度有很高的要求，也成為進(jìn)一步提高其性能和集成度的主要障礙。
從某種意義上可以說(shuō)現(xiàn)有的分?jǐn)?shù)N頻率合成器技術(shù)還只是對(duì)傳統(tǒng)的以模擬鑒相器為基礎(chǔ)的鎖相環(huán)技術(shù)的一種改進(jìn)。為在技術(shù)上取得較大突破，很可能需要對(duì)結(jié)構(gòu)進(jìn)行更徹底的革新。將鑒相器徹底數(shù)字化就是一條可能的發(fā)展途徑。如果鑒相器能直接輸出數(shù)字化的相位誤差信號(hào)，則后續(xù)的信號(hào)處理都可以由數(shù)字技術(shù)來(lái)完成。利用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的靈活性和精確性將很有可能使頻率合成器徹底擺脫傳統(tǒng)技術(shù)的限制。已有很多研究和發(fā)明專(zhuān)利對(duì)這一可能進(jìn)行了探討，但都沒(méi)有找到較理想的方案。
在已提出的純數(shù)字鑒相方案中，DSFD(Delta-Sigma Frequency Discriminator，即Δ-∑鑒頻器)[R.Douglas Beards and Miles A.Copeland，“An Oversampling Delta-Sigma Frequency Discriminator”，IEEETransactions on Circuits and Systems-IIAnalog and Digital Signal Processing，Vol.41，No.1，January 1994，pp.26-32]是一種很有潛力的結(jié)構(gòu)。DSFD的工作原理和1比特模數(shù)轉(zhuǎn)換器非常類(lèi)似，只比較待檢測(cè)相位是超前還是落后于參考相位，而檢測(cè)的精確度是通過(guò)提高取樣頻率來(lái)保證的。這種方法使模擬參數(shù)對(duì)檢測(cè)精度的影響降到了最低限度，非常適合在集成電路中使用。
DSFD的輸出是數(shù)字比特序列，為所檢測(cè)信號(hào)的頻率變化函數(shù)。更確切一些，是所檢測(cè)信號(hào)相對(duì)于參考信號(hào)的分?jǐn)?shù)頻率的Δ-∑量化結(jié)果。根據(jù)Δ-∑量化原理，一個(gè)從表面上看很直觀的使用DSFD的方法是將其輸出的比特序列就當(dāng)作其輸入頻率經(jīng)Δ-∑量化后的數(shù)值。將這個(gè)數(shù)值序列直接和所需的分?jǐn)?shù)頻率相減就可以得到一個(gè)誤差信號(hào)序列，這個(gè)誤差信號(hào)序列經(jīng)過(guò)適當(dāng)?shù)臄?shù)字積分和濾波處理后便可用來(lái)校正電壓控制振蕩器的頻率漂移。根據(jù)這個(gè)基本原理可以組成分?jǐn)?shù)N頻率合成器[U.S.Pat.No.5,781,044]和調(diào)制器[W.T.Bax and M.A.Copeland，“A GMSK Modulator Using a Frequency Discriminator-Based Synthesizer”，IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol.36，No.8，August 2001，pp.1218-1227]。但這種直觀的DSFD使用方法有一個(gè)根本的缺陷。最理想的DSFD結(jié)構(gòu)是進(jìn)行1階Δ-∑量化，如要實(shí)現(xiàn)高階量化則其結(jié)構(gòu)將變得很復(fù)雜，有可能還必須使用常規(guī)鑒相器，幾乎完全失去了DSFD自身的優(yōu)點(diǎn)。但以上誤差信號(hào)的導(dǎo)出方法使得必須進(jìn)行高階Δ-∑量化才能滿足常規(guī)應(yīng)用中的雜波抑制要求。以上嘗試都建立在使用高階DSFD的基礎(chǔ)上，因此不可能取得較大的成功。
從原理上說(shuō)，基本分?jǐn)?shù)N頻率合成技術(shù)對(duì)應(yīng)于一階Δ-∑量化而Δ-∑噪聲頻譜搬移技術(shù)對(duì)應(yīng)于高階量化?？梢钥闯鲆陨蠂L試是受到了Δ-∑噪聲頻譜搬移技術(shù)在數(shù)模轉(zhuǎn)換器和分?jǐn)?shù)N頻率合成器中成功應(yīng)用的誤導(dǎo)。實(shí)際上只實(shí)施一階Δ-∑量化也有可能得到很好的雜波抑制性能，這就是對(duì)基本分?jǐn)?shù)N頻率合成器使用的模擬補(bǔ)償技術(shù)，而只是受阻于模擬補(bǔ)償?shù)姆€(wěn)定性問(wèn)題無(wú)法被有效地解決。但是如果把類(lèi)似于模擬補(bǔ)償技術(shù)的補(bǔ)償方法用于一階DSFD構(gòu)成的合成器中情況就完全不同了。DSFD的輸出是數(shù)字信號(hào)，因此補(bǔ)償可以全由數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)，這樣原來(lái)模擬補(bǔ)償技術(shù)的穩(wěn)定性問(wèn)題就完全不存在了。一個(gè)即簡(jiǎn)單并易于集成、幾乎徹底解決了雜波抑制問(wèn)題、能充分利用數(shù)字處理技術(shù)的精確性和靈活性的全新的頻率合成器就有可能成為現(xiàn)實(shí)。本專(zhuān)利要闡述的就是如何實(shí)現(xiàn)這個(gè)設(shè)想的方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的技術(shù)關(guān)鍵是用一階DSFD作為相位檢測(cè)器件以構(gòu)成分?jǐn)?shù)N頻率合成器并以數(shù)字方法補(bǔ)償其頻率量化誤差來(lái)對(duì)分?jǐn)?shù)雜波進(jìn)行抑制。
具體點(diǎn)說(shuō)，DSFD的輸出比特序列將不被簡(jiǎn)單地作為量化了的分?jǐn)?shù)頻率數(shù)值去直接計(jì)算誤差信號(hào)。新的算法是用數(shù)字方法模擬DSFD在輸入一理想信號(hào)時(shí)的工作狀態(tài)，這個(gè)狀態(tài)將被作為參考和DSFD的輸出比特序列所代表的DSFD工作狀態(tài)進(jìn)行比較。由于在環(huán)路鎖定時(shí)DSFD的輸入信號(hào)也很接近于理想信號(hào)，這兩個(gè)工作狀態(tài)也應(yīng)該是基本一樣的。特別是兩個(gè)狀態(tài)所產(chǎn)生的頻率量化誤差的變化規(guī)律也是基本相同的。通過(guò)狀態(tài)比較的方法可從其微小差別中把所需的相位誤差函數(shù)提取出來(lái)。由于大量頻率量化誤差在比較中被抵消了，因而不會(huì)再造成很強(qiáng)的分?jǐn)?shù)雜波。從另一個(gè)角度也可以說(shuō)先用數(shù)字方法模擬出在理想工作狀態(tài)時(shí)的頻率量化誤差后再把其從DSFD的檢測(cè)信號(hào)中減去以使其不被包含在提取出的相位誤差函數(shù)中。這和模擬補(bǔ)償?shù)墓ぷ髟韺?shí)際上是一樣的。
因此，根據(jù)本專(zhuān)利構(gòu)成的分?jǐn)?shù)N頻率合成器將具有極高的分?jǐn)?shù)雜波抑制度。數(shù)字仿真和電路驗(yàn)證都證實(shí)了在輸出頻譜中幾乎看不到分立的分?jǐn)?shù)雜波頻譜。而且由于雜波抵消是以數(shù)字方式實(shí)施的，因此不會(huì)受到電路物理性能變化的影響。
這種結(jié)構(gòu)的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)是只有壓控振蕩器和DSFD附近的一小部分電路屬于傳統(tǒng)的模擬范疇，大部分的功能是用數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)的。這不光使得這個(gè)結(jié)構(gòu)適宜于在集成電路中應(yīng)用，更重要的是只有很少幾個(gè)元件會(huì)引入模擬噪聲。這就使得做低噪聲設(shè)計(jì)比較容易，因而這種合成器有可能具有極好的噪聲指標(biāo)。
這種結(jié)構(gòu)還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是可以比較方便地用數(shù)字方式給環(huán)路添加附加功能。由于所要變動(dòng)的只是數(shù)字處理部分，許多對(duì)傳統(tǒng)合成器來(lái)說(shuō)比較難以做到的復(fù)雜補(bǔ)償和控制都可以實(shí)施。這優(yōu)點(diǎn)的一個(gè)重要的應(yīng)用就是對(duì)合成的信號(hào)進(jìn)行頻率或相位的調(diào)制。
對(duì)本專(zhuān)利技術(shù)原理的進(jìn)一步說(shuō)明將結(jié)合附圖在具體實(shí)施方式
一節(jié)中給出。


圖1一階DSFD的結(jié)構(gòu)圖。
圖2一階DSFD信號(hào)的時(shí)序圖。
圖3一階Δ-∑累加器方程的圖形解釋。
圖4利用DSFD構(gòu)成分?jǐn)?shù)N頻率合成器的一種可能的結(jié)構(gòu)。
圖5根據(jù)本專(zhuān)利概念設(shè)計(jì)的圖4結(jié)構(gòu)中數(shù)字信號(hào)處理分塊的一種可能的結(jié)構(gòu)。
圖6根據(jù)本專(zhuān)利概念設(shè)計(jì)的圖4結(jié)構(gòu)中數(shù)字信號(hào)處理分塊的另一種包含了二類(lèi)檢測(cè)處理的可能結(jié)構(gòu)。
圖7對(duì)合成信號(hào)附加兩點(diǎn)式寬帶調(diào)制的一種可能方式。
具體實(shí)施例方式
這里將先對(duì)DSFD的工作原理進(jìn)行更詳細(xì)的描述以輔助對(duì)專(zhuān)利原理的說(shuō)明。
參見(jiàn)圖1，fs是DSFD的輸入信號(hào)頻率，fref是參考信號(hào)頻率。輸入信號(hào)從雙模數(shù)除法器(1)的輸入(In)端輸入，經(jīng)過(guò)頻率變換后從雙模數(shù)除法器(1)的輸出(Out)端送到D觸發(fā)器(2)的數(shù)據(jù)(D)端和從D觸發(fā)器(2)的時(shí)鐘端輸入的參考信號(hào)進(jìn)行相位比較。如參考信號(hào)相位超前，則雙模除法器輸出的上升沿在參考沿之后到來(lái)，D觸發(fā)器(2)的輸出(Q)端將為0。反之輸出將為1。
雙模數(shù)除法器(1)的模數(shù)控制端(Mod)由D觸發(fā)器(2)的輸出(Q)端控制。輸出的比特為1時(shí)除法器的模數(shù)將被設(shè)為N+1。輸出的比特為0并且除法器的模數(shù)將被設(shè)為N。
定量地來(lái)看，設(shè)fs可以用下式表示fs＝(N+S)fref0＜S＜1 (1)其中N是一個(gè)正整數(shù)，S是一個(gè)小于1的分?jǐn)?shù)并且也就是前面已經(jīng)提到過(guò)的分?jǐn)?shù)頻率。如果用fs和fref的振蕩周期Ts和Tref來(lái)表示，上式還可以寫(xiě)為T(mén)ref＝(N+S)Ts(2)參見(jiàn)圖2，設(shè)在第i個(gè)參考沿時(shí)雙模數(shù)除法器的模數(shù)是N+Mi，其中Mi可為0或1。設(shè)Si為當(dāng)除法器開(kāi)始對(duì)這N+Mi周期計(jì)數(shù)時(shí)參考信號(hào)相對(duì)于輸入信號(hào)的相位(通過(guò)將實(shí)際時(shí)間差用Ts歸一化后得到)。當(dāng)除法器計(jì)數(shù)結(jié)束時(shí)參考信號(hào)的相位Si+1將為Si+1＝Si+(N+S)-(N+Mi)＝Si+S-Mi(3)Mi+1的取值將由參考相位的量化結(jié)果和雙模除法器的結(jié)構(gòu)所決定。對(duì)一般的雙模除法器來(lái)說(shuō)改變其模數(shù)控制信號(hào)只能改變下一除法周期的模數(shù)。這樣的話，如果Si+1＞0，則不是Mi+1，而是Mi+2將被設(shè)為1，反之Mi+2將被設(shè)為0。從相位檢測(cè)的角度上說(shuō)，這種延遲雖然不產(chǎn)生徹底的破壞作用，但對(duì)檢測(cè)的精確度和穩(wěn)定性都有損害。好在雙模除法器從結(jié)構(gòu)上可以被特殊設(shè)計(jì)成即使除法器已對(duì)當(dāng)前周期開(kāi)始計(jì)數(shù)但只要在計(jì)數(shù)結(jié)束前足夠早的時(shí)間里改變其模數(shù)控制信號(hào)便能改變當(dāng)前周期的模數(shù)。對(duì)這種除法器來(lái)說(shuō)，如果Si+1＞0，Mi+1將被設(shè)為1，反之Mi+1將被設(shè)為0。如果這個(gè)關(guān)系成立，則根據(jù)Δ-∑量化理論可知上式就是標(biāo)準(zhǔn)的一階Δ-∑累加器方程。
由于使用這種特殊的雙模除法器可以得到最好的檢測(cè)性能，在以下的論述中將假設(shè)總是使用這種除法器。而在實(shí)際設(shè)計(jì)中，如果需要并對(duì)精度和穩(wěn)定性進(jìn)行了合理的評(píng)估，也有可能使用一般的雙模除法器。這時(shí)以下介紹的算法需要進(jìn)行修改才能使用，但其基本工作原理不變。
必須注意的是取樣相位Si的量化閾值是0。還可以假設(shè)Si總是小于1，這可以通過(guò)初始化時(shí)預(yù)置除法器來(lái)得到。
這樣比特序列{Mi}便將是分?jǐn)?shù)頻率S的一階單比特Δ-∑量化值，并且{Mi}的平均值就是S。這意味著DSFD的輸出比特序列Mi，DSFD對(duì)應(yīng)于其輸入信號(hào)的分?jǐn)?shù)頻率，也說(shuō)明了被稱(chēng)為DSFD(Δ-∑鑒頻器)的原因。
這里還需要指出的是雖然討論中從簡(jiǎn)潔的考慮出發(fā)將一直假設(shè)雙模除法器的兩個(gè)模數(shù)為N和N+1，在具體設(shè)計(jì)時(shí)兩個(gè)模數(shù)的差值可以大于1，其基本工作原理也不變。
用圖3可以形象化地描述一階Δ-∑累加器方程。圖中發(fā)自原點(diǎn)的實(shí)射線稱(chēng)為狀態(tài)線，其相對(duì)于垂直0°線的極坐標(biāo)角度是取樣相位Si乘以2π。注意在以下的論述中所有的圖示相位都如此處理并不在圖中注明2π系數(shù)。經(jīng)過(guò)每一個(gè)參考周期，狀態(tài)線都要順時(shí)針旋轉(zhuǎn)S角度。如在一個(gè)參考周期中狀態(tài)線沒(méi)有通過(guò)0°線，相應(yīng)的Mi將是0，相反如通過(guò)了則將是1。這樣由于極坐標(biāo)角度的周期是2π，狀態(tài)線的旋轉(zhuǎn)角度和一階Δ-∑累加器方程完全吻合。
圖4中的數(shù)字信號(hào)處理分塊(5)將根據(jù)從DSFD收到的比特序列Mi，DSFD，由所需輸出頻率和參考頻率決定的分?jǐn)?shù)頻率S及環(huán)路響應(yīng)產(chǎn)生出一個(gè)誤差信號(hào)。和常規(guī)頻率合成器不同之處是這個(gè)誤差信號(hào)是一個(gè)數(shù)字信號(hào)，必須經(jīng)過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換器D/A(6)和低通濾波器(7)才能變成合適的模擬信號(hào)再加到壓控振蕩器(3)的控制端以校正振蕩誤差。這里需要說(shuō)明的是環(huán)路響應(yīng)基本是由數(shù)字信號(hào)處理分塊(5)用數(shù)字方法控制的，低通濾波器(7)的主要功能是濾除數(shù)模轉(zhuǎn)換器(6)的高次諧波，對(duì)環(huán)路響應(yīng)函數(shù)的影響較小。
這種結(jié)構(gòu)一個(gè)表面上的弱點(diǎn)是對(duì)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(6)的要求比較高。但實(shí)際上由于這個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器是工作在窄帶反饋環(huán)路中的，因此對(duì)其線性度和轉(zhuǎn)換時(shí)間的要求很低，很容易在電路中實(shí)現(xiàn)。
圖5中的數(shù)字DSFD模塊(8)模擬DSFD在輸入信號(hào)具有理想分?jǐn)?shù)頻率S時(shí)的工作狀態(tài)。模塊有兩個(gè)輸出端，一個(gè)是量化比特Mi，另一個(gè)是取樣相位Si。在復(fù)位(reset)端沒(méi)有信號(hào)時(shí)模塊按照一階Δ-∑累加器方程工作。注意本圖中所有的模塊都是以參考頻率的節(jié)奏工作的。
為簡(jiǎn)明起見(jiàn)系統(tǒng)的工作原理將用狀態(tài)線的圖示法來(lái)描述。數(shù)字DSFD模塊(8)和DSFD(4)的工作都可以用它們的狀態(tài)線來(lái)代表。如果壓控振蕩器(3)的輸出信號(hào)頻率正是理想值并且DSFD(4)的工作和數(shù)字DSFD模塊(8)是同步的，則其兩根狀態(tài)線之間的夾角為0而且在同步轉(zhuǎn)動(dòng)。這意味著它們將在同一參考周期時(shí)越過(guò)0°線，因此到達(dá)比較邏輯(11)的兩個(gè)比特序列將是完全一樣的。這樣比較邏輯(11)將使開(kāi)關(guān)(9)維持在位置A，并且送到環(huán)路濾波器(10)的誤差信號(hào)也為0。
此時(shí)如果壓控振蕩器(3)的輸出信號(hào)頻率偏離了理想值，DSFD(4)的輸入分?jǐn)?shù)頻率也要開(kāi)始變化，則兩根狀態(tài)線就要開(kāi)始分離。但一般來(lái)說(shuō)兩比特序列并不馬上就開(kāi)始出現(xiàn)不同。這是由于即使兩根狀態(tài)線分開(kāi)了一個(gè)小角度，但在大多數(shù)參考周期時(shí)狀態(tài)線停下的角度離0°線都比較大，因此不會(huì)出現(xiàn)一條狀態(tài)線越過(guò)了0°線而另一條狀態(tài)線沒(méi)過(guò)的情況。這種情況只有在狀態(tài)線停在比較接近0°線的參考周期里才有可能會(huì)發(fā)生。當(dāng)兩個(gè)比較比特不一樣時(shí)表明發(fā)生了以上情況，也就是說(shuō)檢測(cè)出了輸出信號(hào)的相位誤差。這時(shí)就應(yīng)該輸出一個(gè)合適的誤差信號(hào)去對(duì)這個(gè)相位誤差進(jìn)行校正。
由于可以暫不考慮固定的環(huán)路增益系數(shù)，理想的誤差信號(hào)應(yīng)當(dāng)是兩狀態(tài)線之間的角度差。遺憾的是這個(gè)角度差并不是已知的?，F(xiàn)在已知的只是數(shù)字DSFD模塊狀態(tài)線和0°線之間的夾角為其取樣相位Si。另外由于這時(shí)兩狀態(tài)線位于0°線的兩邊，因此兩狀態(tài)線之間的角度差一定大于Si。
必須注意這時(shí)不能簡(jiǎn)單的取Si作為誤差信號(hào)的一級(jí)近似并在以下的參考周期中重復(fù)這一檢測(cè)過(guò)程。這是由于即使這種近似可以滿足精度要求，但隨著檢測(cè)誤差的積累兩狀態(tài)線之間的夾角很有可能會(huì)越變?cè)酱?。這樣以后檢測(cè)的誤差也會(huì)越變?cè)酱?。檢測(cè)精度將快速劣化到無(wú)法使用的程度。
解決這個(gè)問(wèn)題的辦法是使檢測(cè)不以鑒相但以鑒頻的方式進(jìn)行。鑒頻檢測(cè)的輸出誤差信號(hào)應(yīng)該是兩信號(hào)之間的頻率差。如果兩個(gè)信號(hào)之間有微小頻率差，則經(jīng)過(guò)一個(gè)參考周期后兩狀態(tài)線之間的夾角的變化將為這個(gè)頻率差和參考周期時(shí)間的乘積。因?yàn)閰⒖贾芷跁r(shí)間是一固定的常數(shù)，因此所產(chǎn)生的誤差信號(hào)也和當(dāng)前兩狀態(tài)線之間的夾角成正比。
因?yàn)樗a(chǎn)生的誤差信號(hào)都是由當(dāng)前兩狀態(tài)線之間的夾角所代表，從表面上看鑒頻和鑒相方式?jīng)]有什么不同。但其實(shí)鑒頻和鑒相方式最關(guān)鍵的區(qū)別在于鑒頻檢測(cè)的是兩狀態(tài)線之間的夾角的變化而不是夾角的絕對(duì)值。因此，理想的鑒頻過(guò)程是當(dāng)不同的比較比特出現(xiàn)后，將這時(shí)兩狀態(tài)線之間的夾角輸出作為誤差信號(hào)，然后把兩條狀態(tài)線移到重疊的位置再重新開(kāi)始下一個(gè)參考周期的檢測(cè)。注意這也相當(dāng)于使一條狀態(tài)線向另一條狀態(tài)線的方向移動(dòng)和誤差信號(hào)同樣大小的角度。這樣，和鑒相檢測(cè)相比鑒頻檢測(cè)中兩狀態(tài)線之間的夾角不會(huì)隨意增大，將一直保持在很小的數(shù)值上。
由于在實(shí)際檢測(cè)時(shí)只是已知兩狀態(tài)線的部分夾角，即Si，因此不可能實(shí)現(xiàn)理想的鑒頻檢測(cè)。但這時(shí)便可用Si作為誤差信號(hào)的一級(jí)近似。根據(jù)鑒頻原理這時(shí)需要將數(shù)字DSFD模塊的狀態(tài)線向DSFD狀態(tài)線的方向移動(dòng)和Si同樣的數(shù)值。由于數(shù)字DSFD模塊的所有參數(shù)都是已知并可控的，完成這個(gè)移動(dòng)將沒(méi)有問(wèn)題。這樣雖然在下一個(gè)參考周期開(kāi)始時(shí)兩狀態(tài)線并不重疊，其之間的夾角正是前次沒(méi)有檢測(cè)到的那部分夾角值。在下一個(gè)參考周期里產(chǎn)生的相位誤差將和這部分夾角相加后再被進(jìn)行檢測(cè)。因此，從某種意義上可以說(shuō)那些沒(méi)有被檢測(cè)到的誤差最終仍將會(huì)被檢測(cè)到，只是會(huì)有一個(gè)檢測(cè)時(shí)間上的延時(shí)而已。其實(shí)只要保證那些已被檢測(cè)到的誤差角度不斷地被從兩狀態(tài)線之間的夾角中清除，兩狀態(tài)線就可以以幾乎同步的角度進(jìn)行轉(zhuǎn)動(dòng)，使每次檢測(cè)不到的誤差角度也很小，從而保證了檢測(cè)的精確度。
這種檢測(cè)方法的誤差反映在檢測(cè)時(shí)間的延時(shí)上面。這種延時(shí)是和參考周期時(shí)間密切相關(guān)的。如果參考頻率遠(yuǎn)大于環(huán)路帶寬，這種延時(shí)誤差是可以接受的。
圖5中當(dāng)比較邏輯(11)檢測(cè)到不同的比較比特后就輸出一個(gè)控制信號(hào)。這個(gè)信號(hào)將開(kāi)關(guān)(9)切換到位置B。這使Si被作為誤差信號(hào)送到環(huán)路濾波器(10)?？刂菩盘?hào)同時(shí)也通過(guò)復(fù)位(reset)端送到數(shù)字DSFD模塊(8)。這時(shí)模塊將不執(zhí)行標(biāo)準(zhǔn)的一階Δ-∑累加器方程而執(zhí)行以下方程Si+1＝S-1+Mi(4)對(duì)DSFD(4)來(lái)說(shuō)下一個(gè)取樣相位將是(不失一般性可假設(shè)其輸入分?jǐn)?shù)頻率也是S)Si+1，DSFD＝Si，DSFD+S-Mi，DSFD＝Si，DSFD+S-1+Mi(5)由于當(dāng)前比較比特是不同的，所以推導(dǎo)上式時(shí)用1-Mi替換了Mi，DSFD(Mi＝1時(shí)Mi，DSFD＝0，Mi＝0時(shí)Mi，DSFD＝1)。比較這兩式就可以看到下一個(gè)取樣時(shí)間時(shí)兩狀態(tài)線之間的夾角確實(shí)就是那個(gè)沒(méi)有被檢測(cè)到的部分Si，DSFD，達(dá)到了向DSFD(4)的狀態(tài)線的方向轉(zhuǎn)動(dòng)數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線的目的。
數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線和0°線之間的夾角就是Si。因此從圖示法的角度說(shuō)旋轉(zhuǎn)其狀態(tài)線的操作實(shí)際上就是將其從0°線上重新啟動(dòng)。
圖5中環(huán)路濾波器(10)將對(duì)生成的誤差信號(hào)按所需的環(huán)路響應(yīng)函數(shù)用數(shù)字濾波技術(shù)處理并把結(jié)果送到數(shù)模轉(zhuǎn)換器。這里需要指出的是雖然誤差檢測(cè)是以鑒頻方式進(jìn)行的，但如果需要形成標(biāo)準(zhǔn)的鎖相環(huán)響應(yīng)則只需在環(huán)路濾波器里加一級(jí)數(shù)字積分便可。另外也必須指出，在很多實(shí)際應(yīng)用中可能直接使環(huán)路具有鎖頻環(huán)的響應(yīng)更好。
從以上論述中可以看出，用這種方法生成的誤差函數(shù)的值之中，除0以外將只含有出現(xiàn)不同比較比特時(shí)累加器(8)的取樣相位。而進(jìn)一步的分析還可得出，只要選取合適的分?jǐn)?shù)頻率值S和足夠高的參考頻率fref，出現(xiàn)不同比較比特時(shí)累加器(8)的取樣相位將總會(huì)比1要小得很多。這說(shuō)明原來(lái)混在DSFD(4)的輸出比特序列中的量化噪聲確實(shí)時(shí)被這種比較比特序列的方法抵消掉了。
圖5只是實(shí)現(xiàn)本專(zhuān)利方法的一種可能結(jié)構(gòu)。圖6給出了另一種效率更高的結(jié)構(gòu)。以下將逐步分析其工作原理。
按圖5的操作原理，數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線總是從0°線出發(fā)的。設(shè)S＝n/m并且n和m是互質(zhì)數(shù)。如果狀態(tài)線從0°線出發(fā)后一直沒(méi)有不同比較比特出現(xiàn)，則經(jīng)過(guò)m個(gè)參考周期旋轉(zhuǎn)n圈后就又回到0°線上，而且這之間所有的狀態(tài)線都不重合。很明顯這m根狀態(tài)線對(duì)整個(gè)圓周角來(lái)說(shuō)是均勻分布的，也就是說(shuō)，任意兩個(gè)相鄰的狀態(tài)線之間的角度為1/m(省略了系數(shù)2π，下同)。
一般選擇分?jǐn)?shù)頻率S的原則是使m盡量大，因此將有很多不同的狀態(tài)線存在。當(dāng)環(huán)路處于鎖定狀態(tài)時(shí)由于相位誤差很小，因此出現(xiàn)不同比較比特時(shí)累加器(8)的狀態(tài)線離0°線一般都很近，這樣在這m根狀態(tài)線中通常只有很靠近0°線的幾根才會(huì)對(duì)檢測(cè)輸出有貢獻(xiàn)。在極端的情況時(shí)只有角度為-1/m和1/m的兩根才有用。必須注意的是在鎖定狀態(tài)時(shí)數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線也經(jīng)常停在0°線上。而按造圖5的結(jié)構(gòu)，這時(shí)由于數(shù)字DSFD模塊(8)的當(dāng)前取樣相位是0而使開(kāi)關(guān)(9)的動(dòng)作沒(méi)有任何作用，也就是說(shuō)這時(shí)對(duì)誤差檢測(cè)沒(méi)有貢獻(xiàn)。實(shí)際上這時(shí)如DSFD的輸出比特是0則表明輸出信號(hào)相位滯后，1則是超前。這說(shuō)明這種狀態(tài)還是含有一定的檢測(cè)信息。但這些信息在圖5中沒(méi)被加以利用。由于通常只有幾根狀態(tài)線對(duì)檢測(cè)有貢獻(xiàn)，如能有效地利用這些遺漏掉的信息將有可能使系統(tǒng)性能得到進(jìn)一步的提高。
為簡(jiǎn)明起見(jiàn)，以后將稱(chēng)當(dāng)比較比特不同時(shí)數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線不在0°線上的狀態(tài)為一類(lèi)檢測(cè)，而當(dāng)數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線轉(zhuǎn)動(dòng)到0°線上的狀態(tài)為二類(lèi)檢測(cè)。
由于二類(lèi)檢測(cè)只能表明輸出信號(hào)相位是超前還是滯后，要得到輸出信號(hào)頻率誤差的信息就必須比較兩次檢測(cè)的結(jié)果。如DSFD(4)的輸出比特表明了輸出信號(hào)的相位在前一次檢測(cè)時(shí)是滯后而本次檢測(cè)時(shí)是超前，則說(shuō)明輸出信號(hào)的頻率高于理想值。這時(shí)就可以送一個(gè)合適的微擾誤差信號(hào)到環(huán)路濾波器以降低振蕩頻率。如上次是超前而這次是滯后，則可以送一個(gè)相反的微擾信號(hào)。但如果兩次檢測(cè)時(shí)DSFD(4)的輸出比特是一樣的，則不能確定輸出信號(hào)的頻率誤差方向，這時(shí)就最好不加微擾。
如果這個(gè)微擾信號(hào)的強(qiáng)度比較合適，使加微擾后的m個(gè)參考周期中兩個(gè)狀態(tài)線之間的夾角一直處于+1/m之間，則下一個(gè)檢測(cè)也將是二類(lèi)。這就可以繼續(xù)和前次檢測(cè)比較以決定正確的微擾信號(hào)。
如果振蕩器頻率的隨機(jī)漲落小于微擾的強(qiáng)度，則很有可能連續(xù)出現(xiàn)的檢測(cè)都是二類(lèi)。這樣就可以一直利用微擾方法使相位誤差保持在很小的數(shù)值。
但也很有可能出現(xiàn)兩狀態(tài)線之間的夾角變大到使一類(lèi)檢測(cè)發(fā)生的情況。這是如果系統(tǒng)保存了自上一個(gè)一類(lèi)檢測(cè)以來(lái)的微擾紀(jì)錄，則可以使產(chǎn)生的誤差信號(hào)是正常一類(lèi)誤差信號(hào)相對(duì)于所加總微擾之和的差。這樣就可以使所加微擾不干擾對(duì)一類(lèi)檢測(cè)誤差信號(hào)的算法，因而不會(huì)出現(xiàn)穩(wěn)定性問(wèn)題。
綜上所述，在出現(xiàn)二類(lèi)檢測(cè)時(shí)用符號(hào)相反的小微擾以減小剩余相位誤差，而當(dāng)一類(lèi)檢測(cè)出現(xiàn)時(shí)則恢復(fù)到正常的一類(lèi)誤差信號(hào)的產(chǎn)生。經(jīng)過(guò)一類(lèi)檢測(cè)的校正后相位誤差又有可能恢復(fù)到較小的數(shù)值，那時(shí)二類(lèi)檢測(cè)便會(huì)重新出現(xiàn)。這樣利用二類(lèi)檢測(cè)施加微擾便可以使平均相位誤差得到減小。
由于一類(lèi)檢測(cè)時(shí)最小的誤差信號(hào)絕對(duì)值是1/m，一個(gè)比較合適的微擾強(qiáng)度便是1/2m。用這個(gè)微擾強(qiáng)度往往能將平均相位誤差減小一半。
圖6中的數(shù)字DSFD模塊(8)的工作過(guò)程和圖5中的相同。當(dāng)兩比較比特不同時(shí)，圖6中的比較邏輯(14)在其端口1產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)送到DSFD模塊(8)的復(fù)位端(reset)。當(dāng)沒(méi)有任何檢測(cè)發(fā)生時(shí)，開(kāi)關(guān)(12)將處在位置A。當(dāng)出現(xiàn)任何一類(lèi)或二類(lèi)檢測(cè)時(shí)，比較邏輯(14)將在端口2產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)使開(kāi)關(guān)(12)轉(zhuǎn)換到位置B。比較邏輯(14)通過(guò)端口3使開(kāi)關(guān)(13)在一類(lèi)檢測(cè)時(shí)處于位置A，在二類(lèi)時(shí)處于位置B。和比較邏輯(11)有所不同的是比較邏輯(14)需要檢測(cè)取樣相位Si以判斷數(shù)字DSFD模塊(8)的狀態(tài)線是否處在0°線上。
兩比特存儲(chǔ)器BR1和BR2是用來(lái)存儲(chǔ)微擾歷史的。每次產(chǎn)生了一類(lèi)檢測(cè)的誤差信號(hào)之后，比較邏輯(14)都要把當(dāng)前的DSFD輸出比特存入BR1和BR2。注意BR2輸出端的小圓圈是乘-1的意思。因此，在只有一類(lèi)檢測(cè)時(shí)BR1和BR2互相抵消了，這時(shí)圖6結(jié)構(gòu)的工作和圖5是一樣的。
當(dāng)二類(lèi)檢測(cè)出現(xiàn)時(shí)，微擾信號(hào)的值將由BR2和DSFD的當(dāng)前輸出比特決定。只有在BR2和DSFD的當(dāng)前輸出比特不同時(shí)才會(huì)產(chǎn)生非零的微擾信號(hào)。微擾信號(hào)的強(qiáng)度由δ的值設(shè)定。每次產(chǎn)生了二類(lèi)檢測(cè)的誤差微擾信號(hào)后，比較邏輯(14)將會(huì)把DSFD的當(dāng)前比特單獨(dú)存入BR2。
由于微擾信號(hào)總是正負(fù)交替的，所以施加的二類(lèi)檢測(cè)微擾信號(hào)總和不是δ便是零。在任何二類(lèi)檢測(cè)后又出現(xiàn)一類(lèi)檢測(cè)機(jī)會(huì)時(shí)，只需比較前面最后一個(gè)一類(lèi)檢測(cè)時(shí)DSFD的輸出比特BR1和最后一個(gè)二類(lèi)檢測(cè)時(shí)DSFD的輸出比特BR2是否一樣便可得到已施加的二類(lèi)檢測(cè)微擾信號(hào)總和。從圖6中可以看到，計(jì)算出的微擾總和將會(huì)從正常的一類(lèi)檢測(cè)誤差信號(hào)中被減去，以保證微擾不會(huì)影響一類(lèi)檢測(cè)的算法。
需要聲明的是以上的結(jié)構(gòu)都只不過(guò)是如何實(shí)施本發(fā)明設(shè)計(jì)思想的例子。根據(jù)基本原理還可構(gòu)造許多其它結(jié)構(gòu)。例如在圖5中生成的對(duì)一類(lèi)檢測(cè)機(jī)會(huì)的誤差信號(hào)總是小于兩狀態(tài)線之間的夾角。因此，如使誤差信號(hào)適當(dāng)?shù)卮笥跀?shù)字DSFD模塊(8)的當(dāng)前取樣相位并在其后使累加器(8)的狀態(tài)線也旋轉(zhuǎn)和誤差信號(hào)同樣的角度會(huì)得到更好的相位誤差性能。這種算法比圖5要復(fù)雜些，但對(duì)現(xiàn)代數(shù)字處理電路來(lái)說(shuō)實(shí)施難度也不會(huì)太大。這類(lèi)的改進(jìn)也應(yīng)當(dāng)屬于本專(zhuān)利的發(fā)明范疇。
本發(fā)明結(jié)構(gòu)的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是由于環(huán)路響應(yīng)基本上是由數(shù)字處理技術(shù)來(lái)控制的，因此可以很容易地動(dòng)態(tài)改變環(huán)路帶寬及其他環(huán)路參數(shù)。如在環(huán)路的入鎖階段可以采用大環(huán)路帶寬來(lái)加快入鎖速度，而在環(huán)路基本鎖定后就切換到窄帶寬以改進(jìn)輸出性能。
對(duì)于一類(lèi)檢測(cè)機(jī)會(huì)來(lái)說(shuō)，當(dāng)兩狀態(tài)線之間的夾角小于1/m時(shí)不會(huì)生成任何非零的誤差信號(hào)。因此不論其它環(huán)路參數(shù)如何選取，平均相位誤差不會(huì)小于1/m很多。所以在設(shè)計(jì)環(huán)路時(shí)因該選取合適的分?jǐn)?shù)頻率以使m是一個(gè)較大的數(shù)值。雖然對(duì)于不能自由選取輸出頻率和參考頻率的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，這看起來(lái)像是一個(gè)嚴(yán)重的限制，但通過(guò)以下的論述可以看出這對(duì)絕大多數(shù)應(yīng)用來(lái)說(shuō)決不是一個(gè)問(wèn)題。
一般系統(tǒng)的參考頻率是通過(guò)晶體振蕩器得到的。任何晶體振蕩器，無(wú)論多么精密，振蕩頻率都不是無(wú)限準(zhǔn)確的。如設(shè)根據(jù)參考頻率的標(biāo)稱(chēng)值分?jǐn)?shù)頻率應(yīng)該為0.x，但往往根據(jù)晶振的實(shí)際振蕩頻率應(yīng)該使分?jǐn)?shù)頻率為0.xyyyy。這樣一般都會(huì)有一個(gè)較大的m值。這又說(shuō)明了根據(jù)本專(zhuān)利設(shè)計(jì)的頻率合成器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，即往往可以通過(guò)對(duì)晶振的定標(biāo)來(lái)數(shù)字化地校正輸出頻率的準(zhǔn)確性，因而對(duì)所使用晶振的絕對(duì)頻率準(zhǔn)確度要求很低。在大規(guī)模商業(yè)化生產(chǎn)時(shí)這也是一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)。
從另一方面來(lái)說(shuō)，即使參考頻率是絕對(duì)準(zhǔn)確的，也可以人為地改變分?jǐn)?shù)頻率在小數(shù)點(diǎn)后足夠遠(yuǎn)處的數(shù)值以使m足夠大。這樣輸出頻率也會(huì)和所需頻率有一個(gè)微小的差別。但對(duì)絕大多數(shù)電子設(shè)備來(lái)說(shuō)，只要差別足夠小便總可以滿足要求。
因此，這種頻率合成器的頻率分辨率的可控性是很好的。其實(shí)在選取足夠大m的前提下，其頻率分辨率和相位誤差性能基本是由參考頻率和環(huán)路帶寬的比值決定的。比值越大則性能越好。
本專(zhuān)利發(fā)明結(jié)構(gòu)的一個(gè)重要特點(diǎn)使可以較容易地用數(shù)字方法將信息用頻率或相位調(diào)制方式加到所產(chǎn)生的輸出信號(hào)上。利用這個(gè)特點(diǎn)可以使許多信號(hào)源或發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)大大簡(jiǎn)化，性能得到提高并降低成本。
如調(diào)制信號(hào)帶寬小于環(huán)路帶寬，這只需將所需的頻率偏移函數(shù)用參考頻率歸一化后同圖5的分?jǐn)?shù)頻率合并后再送到數(shù)字DSFD模塊(8)的輸入端。除了全數(shù)字實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)外其原理和傳統(tǒng)的模擬調(diào)制環(huán)是一樣的。
在調(diào)制信號(hào)帶寬大于環(huán)路帶寬時(shí)可以用兩點(diǎn)法實(shí)現(xiàn)寬帶調(diào)制。在圖7中用參考頻率歸一化后的頻率偏移函數(shù)Δfm不光被加到數(shù)字DSFD模塊(8)的輸入端上，還被加進(jìn)了環(huán)路濾波器.(10)的輸出信號(hào)中以直接調(diào)制壓控振蕩器(3)。由于第二點(diǎn)調(diào)制是加在環(huán)路濾波器之后的，其調(diào)制帶寬便可不受環(huán)路帶寬的限制。如調(diào)制是準(zhǔn)確的，則數(shù)字DSFD模塊(8)和DSFD(4)都是對(duì)含有同樣調(diào)制分量的信號(hào)頻率實(shí)施一階Δ-∑量化的。這意味著調(diào)制將不會(huì)破壞相位誤差的檢測(cè)，因而環(huán)路反饋不會(huì)使調(diào)制產(chǎn)生失真。
直接調(diào)制壓控振蕩器(3)的調(diào)制信號(hào)幅度必須用壓控振蕩器的調(diào)制增益系數(shù)進(jìn)行歸一化。這就必須先對(duì)增益系數(shù)定標(biāo)。定標(biāo)可以在系統(tǒng)初始化時(shí)或在傳送每個(gè)數(shù)據(jù)包之前進(jìn)行。定標(biāo)的方法有幾種。如調(diào)制幅度較小則可以使用一低于環(huán)路帶寬的低頻掃描信號(hào)疊加到累加器的分?jǐn)?shù)頻率輸入端上。由于環(huán)路反饋將跟蹤這一低頻調(diào)制，讀取這一調(diào)制在環(huán)路濾波器(10)的輸出端的強(qiáng)度便可計(jì)算出壓控振蕩器(3)的調(diào)制增益。如調(diào)制幅度較大則這種方法的定標(biāo)速度有可能太慢，這時(shí)可以通過(guò)使環(huán)路快速鎖定到幾個(gè)頻率點(diǎn)來(lái)定標(biāo)。由于可以利用切換環(huán)路帶寬的方法來(lái)加快入鎖速度，定標(biāo)時(shí)間可以做到很短。
如數(shù)據(jù)包很長(zhǎng)或系統(tǒng)要求能連續(xù)工作，則要求能對(duì)壓控振蕩器(3)的調(diào)制增益系數(shù)漂移實(shí)施動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。圖7包括了一種動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)姆椒?。在直接加到壓控振蕩?3)的調(diào)制信號(hào)里疊加了一個(gè)位于環(huán)路帶寬內(nèi)的低頻掃描信號(hào)(16)。但由于加到數(shù)字DSFD模塊(8)的調(diào)制信號(hào)里沒(méi)有這個(gè)低頻分量，環(huán)路反饋將會(huì)從環(huán)路濾波器(10)的輸出端產(chǎn)生這個(gè)低頻分量以消除調(diào)制的失真。這樣，壓控振蕩器增益檢測(cè)單元(15)便可把從環(huán)路濾波器(10)的輸出端測(cè)到的低頻信號(hào)和這個(gè)疊加的低頻信號(hào)(16)相比較而監(jiān)測(cè)壓控振蕩器(3)的調(diào)制增益系數(shù)漂移并對(duì)直接調(diào)制信號(hào)的強(qiáng)度進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。需要注意的是往往壓控振蕩器(3)的調(diào)制增益系數(shù)會(huì)隨調(diào)制頻率變化，但由于補(bǔ)償是用數(shù)字方式實(shí)施的，這種變化也比較容易得到補(bǔ)償。
權(quán)利要求
1.一種可以合成頻率為非整數(shù)倍環(huán)路參考頻率fref的輸出信號(hào)的分?jǐn)?shù)N頻率合成器中包含用于產(chǎn)生輸出信號(hào)的電壓控制振蕩器(3)；一個(gè)雙模數(shù)除法器(1)和一個(gè)D觸發(fā)器(2)構(gòu)成的一階Δ-∑鑒頻器DSFD(4)；以及對(duì)DSFD(4)的輸出比特序列Mi，DSFD進(jìn)行處理并根據(jù)所需輸出頻率fs產(chǎn)生一誤差信號(hào)以校正電壓控制振蕩器(3)的頻率誤差的數(shù)字和模擬電路；其特征是以上誤差信號(hào)不是通過(guò)直接把一階Δ-∑鑒頻器DSFD(4)的輸出比特序列當(dāng)作輸入頻率經(jīng)Δ-∑量化后的數(shù)值而是采用數(shù)字方法對(duì)一階Δ-∑鑒頻器所產(chǎn)生的相位量化噪聲進(jìn)行補(bǔ)償后間接得到的。
2.如權(quán)利要求1的頻率合成器，其特征是以數(shù)字DSFD模塊(8)對(duì)由輸出頻率和環(huán)路參考頻率fref決定的分?jǐn)?shù)頻率S實(shí)施一階Δ-∑量化并將其相位狀態(tài)和由DSFD(4)輸出比特序列Mi，DSFD反映的DSFD(4)的相位狀態(tài)相比較，利用這兩種狀態(tài)具有基本相同相位量化噪聲的特點(diǎn)抵消掉相位量化噪聲并把誤差信號(hào)提取出來(lái)。
3.如權(quán)力要求2的頻率合成器，其特征是利用鑒頻檢測(cè)的方式使數(shù)字DSFD模塊(8)的相位狀態(tài)緊緊跟蹤DSFD(4)的相位狀態(tài)以保證未知相位差維持在較小的數(shù)值上并且這種未知相位差引起的檢測(cè)誤差不會(huì)逐漸積累。
4.如權(quán)力要求3的頻率合成器，其特征是當(dāng)數(shù)字DSFD模塊(8)的量化比特Mi和DSFD(4)的輸出比特Mi，DSFD相同時(shí)輸出到環(huán)路濾波器(10)的誤差信號(hào)為零，而當(dāng)數(shù)字DSFD模塊(8)的量化比特Mi和DSFD(4)的輸出比特Mi，DSFD不同時(shí)將數(shù)字DSFD模塊(8)的取樣相位Si作為誤差信號(hào)的一階近似值輸出到環(huán)路濾波器(10)并復(fù)位數(shù)字累加器(8)至零相位線以使鑒頻檢測(cè)方式得以實(shí)現(xiàn)。
5.如權(quán)利要求4的頻率合成器，其特征是當(dāng)數(shù)字DSFD模塊(8)的相位狀態(tài)轉(zhuǎn)移到零相位狀態(tài)時(shí)(二類(lèi)檢測(cè))根據(jù)相應(yīng)DSFD(4)的輸出比特Mi，DSFD顯示的DSFD(4)的相位狀態(tài)輸出一個(gè)具有合適強(qiáng)度δ的微擾誤差信號(hào)以進(jìn)一步減小頻率合成器的輸出相位誤差，并當(dāng)再次出現(xiàn)數(shù)字DSFD模塊(8)的相位狀態(tài)轉(zhuǎn)移到非零相位時(shí)其量化比特Mi不同于DSFD(4)的輸出比特Mi，DSFD的情況下(一類(lèi)檢測(cè))從非微擾頻率誤差值里減去所施加的微擾信號(hào)總和以使非微擾檢測(cè)不受到微擾的干擾。
6.如權(quán)利要求1的頻率合成器，其特征是所產(chǎn)生的數(shù)字誤差信號(hào)將通過(guò)一個(gè)按照所需環(huán)路響應(yīng)特性構(gòu)造的數(shù)字環(huán)路濾波器(10)后再被一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器D/A(6)變成模擬控制電壓并通過(guò)一個(gè)濾除高次諧波的低通濾波器(7)后加到電壓控制振蕩器(3)。
7.如權(quán)利要求6的頻率合成器，其特征是通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)使反饋環(huán)路帶寬可以動(dòng)態(tài)地被切換以同時(shí)得到最快的入鎖速度和最高的環(huán)路誤差性能。
8.如權(quán)利要求1的頻率合成器，其特征是以上DSFD(4)具有一個(gè)復(fù)位電路以使雙模數(shù)除法器(1)的初始相位小于1以加快鎖定速度。
9.如權(quán)利要求2的頻率合成器，其特征是通過(guò)將歸一化的頻率偏移函數(shù)Δfm分別與輸入其數(shù)字累加器(8)的分?jǐn)?shù)頻率S混合和從環(huán)路濾波器(10)的輸出端直接輸入電壓控制振蕩器(3)的控制端口以使以上頻率偏移函數(shù)能以一點(diǎn)窄帶調(diào)制或兩點(diǎn)寬帶調(diào)制的方式被調(diào)制到所合成的信號(hào)中。
10.如權(quán)利要求9的頻率合成器，其特征是對(duì)電壓控制振蕩器(3)的調(diào)制增益系數(shù)的定標(biāo)是通過(guò)在監(jiān)測(cè)其環(huán)路濾波器(10)輸出的控制信號(hào)的同時(shí)將一低頻掃描信號(hào)和輸入其數(shù)字累加器(8)的分?jǐn)?shù)頻率S混合或?qū)h(huán)路快速鎖定至幾個(gè)不同的頻率來(lái)進(jìn)行的，并能依靠在電壓控制振蕩器(3)輸入端引入適量低頻掃描信號(hào)(16)并監(jiān)測(cè)由環(huán)路濾波器(10)輸出的補(bǔ)償信號(hào)來(lái)對(duì)調(diào)制增益系數(shù)進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。
全文摘要
本發(fā)明提供的分?jǐn)?shù)N頻率合成器使用一階Δ－∑鑒頻器作為輸出頻率誤差檢測(cè)器。特點(diǎn)是檢測(cè)誤差信號(hào)是根據(jù)比較由一階Δ－∑鑒頻器輸出比特序列反映的其相位狀態(tài)與一個(gè)用數(shù)字方法構(gòu)成的對(duì)所需分?jǐn)?shù)頻率實(shí)施一階Δ－∑量化的數(shù)字模塊的相位狀態(tài)而得出的。這種比較消除了原有的混在一階Δ－∑鑒頻器輸出比特序列中的大量量化噪聲，從而使這種分?jǐn)?shù)N頻率合成器有很好的雜波抑制性能。由于減少了模擬電路部分和大量使用數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)，有可能得到較好的噪聲性能并適宜于在集成電路中應(yīng)用。數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的靈活性還提供了動(dòng)態(tài)切換環(huán)路帶寬以提高入鎖速度和用數(shù)字方式加入窄帶和寬帶調(diào)制的可能性。
文檔編號(hào)H03L7/18GK1825769SQ20051000858
公開(kāi)日2006年8月30日 申請(qǐng)日期2005年2月23日 優(yōu)先權(quán)日2005年2月23日
發(fā)明者張小頻 申請(qǐng)人:張小頻