時(shí)閾值TSBDCM相比較從而從ADCM操作 模式轉(zhuǎn)變至SBDCM操作模式?？墒褂脮r(shí)段P1-P4中的任一或多個(gè)的持續(xù)時(shí)間并與對應(yīng)預(yù)定 閾值比較來確定從ADCM到SBDCM的合適的轉(zhuǎn)變點(diǎn)。對于較低占空比而言（如，在低功率情 況期間）持續(xù)時(shí)間P1和P4-般是較長的時(shí)段（與P2和P3相比），潛在地提供更為準(zhǔn)確的 結(jié)果。
[0074] 圖11是在根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的調(diào)節(jié)器103的ADCM期間，類似于圖9和10的10和 IL的繪圖，且還示出相應(yīng)的LG脈沖LG 1和LG2。LG 1對應(yīng)于ADCM期間的時(shí)段P1，其可被用 作定時(shí)變量DT。
[0075] 圖12是設(shè)置于SBDCM控制器213中的SB檢測電路的一個(gè)實(shí)施例的示意圖，根據(jù) 一個(gè)實(shí)施例，用于確定當(dāng)DT達(dá)到對應(yīng)于亞音速閾值條件的P1時(shí)，何時(shí)從ADCM操作模式轉(zhuǎn) 變至SBDCM?？鐚?dǎo)放大器1201具有用于接收V0的正輸入和耦合至地的負(fù)輸入?？鐚?dǎo)放大 器1201的輸出耦合至節(jié)點(diǎn)1202,且電容器1203耦合在節(jié)點(diǎn)1202和地之間。開關(guān)1205跨 電容器1203,具有耦合在節(jié)點(diǎn)1202和地之間的電流端子。節(jié)點(diǎn)1202耦合至比較器1207的 正輸入，該比較器接收指示差（VIN-V0)的值作為其負(fù)輸入。比較器1207的輸出耦合至置位 /重置（SR)觸發(fā)器（SRFF) 1209,該觸發(fā)器使其非反相或Q輸出提供信號(hào)SB。重置框1211 具有輸出，向SRFF 1209的重置（R)提供重置信號(hào)RST。
[0076] 向開關(guān)1205的控制輸入提供信號(hào)ΙΖ??。信號(hào)「δΤ通常為高，且當(dāng)ADCM每一個(gè)開關(guān) 循環(huán)期間將LG1信號(hào)設(shè)為高有效狀態(tài)以作為LG的第一個(gè)脈沖時(shí)變低。開關(guān)1205可以是晶 體管器件，諸如FET或M0S型晶體管，具有漏極和源電流端子以及柵極控制端子?？蓸?gòu)想任 何其他合適類型的開關(guān)，包括各種其他類型的晶體管。
[0077] 在操作中，當(dāng)Ε0?為高時(shí)，導(dǎo)通開關(guān)1205使得電容器1203短路從而節(jié)點(diǎn)1202為 低。當(dāng)節(jié)點(diǎn)1202的電壓為低時(shí)，比較器1207的輸出為低且SB信號(hào)維持低。當(dāng)對應(yīng)于時(shí)段 Ρ1，?Ζ??為低時(shí)，電容器1203被充電來增加節(jié)點(diǎn)1202的電壓。如果節(jié)點(diǎn)1202的電壓變得 高于該值（VIN-V0)，則比較器1207轉(zhuǎn)變?yōu)楦咔襍RFF 1209將SB信號(hào)設(shè)為高有效狀態(tài)。在 一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)SB信號(hào)變高時(shí)，SBDCM控制器213將操作從ADCM轉(zhuǎn)變至SBDCM。
[0078] 跨導(dǎo)放大器1201的輸出形成電流IV0,該電流與輸出電壓V0成比例，乘以跨 導(dǎo)增益因子" gm"。將比值R設(shè)為等于式（3)方括號(hào)中的值、或R = (FSW_ADCM-FSW_ SBDCM)/2，F(xiàn)SW_ADCM。電容器1203具有電容C。C/gm的比被設(shè)為等于R.T0N。以此方式， 根據(jù)如下式（7)來確定DT :
[0080] 圖11中所示的LG1的脈沖對應(yīng)于時(shí)間P1。當(dāng)ADCM期間脈沖LG1為高時(shí)，Γ??信 號(hào)為低，對應(yīng)于DT。以此方式，如果LG1的脈沖對于為亞音速轉(zhuǎn)變值解出的Ρ1的時(shí)續(xù)時(shí)間 均為高，則操作從ADCM轉(zhuǎn)變至SBDCM。
[0081] 在更為特定的實(shí)施例中，F(xiàn)SW_ADCM = 25KHz、FSW_SBDCM = 100Hz，所以比值R = 0· 498。TON 被選擇為 1 微秒（μ )。因此，C/gm = 0· 498 · 1 μ s = 498 納秒（ns)。在一個(gè) 實(shí)施例中，C = 10皮可法拉（pF)且gm被選為20微姆歐（μ S)。
[0082] 圖13是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的調(diào)節(jié)器103的更詳細(xì)的示意圖和框圖。盡管更為詳細(xì)， 圖13中所示的示意圖和框圖被簡化來避免不必要的細(xì)節(jié)，同時(shí)仍可完全是出根據(jù)本發(fā)明 被結(jié)合至調(diào)節(jié)器103內(nèi)的原理。通過誤差網(wǎng)絡(luò)提供輸出電壓V0,該網(wǎng)絡(luò)包括補(bǔ)償阻抗Ζ1和 Ζ2、誤差放大器1301、和以GND為參考形成參考電壓VREF的電壓源1303。阻抗可包括用于 提供合適補(bǔ)償?shù)碾娮?、電容、?或電感的任何合適組合，且一般包括電阻器或電阻器-電 容器（RC)組合。如圖所示，通過阻抗Ζ1來向誤差放大器1301的負(fù)輸入提供V0,該放大器 在其正輸入處接收VREF且在其輸出處形成補(bǔ)償電壓VC0MP。VREF代表V0的目標(biāo)電壓或指 示V0的反饋電壓電平。阻抗Ζ2被耦合在誤差放大器1301的負(fù)輸入和輸出之間的反饋配 置中。
[0083] 注意，可直接提供V0或經(jīng)由感測網(wǎng)絡(luò)（未示出）來提供V0,感測網(wǎng)絡(luò)諸如分壓器 等用于將電壓分離下降為提供至誤差網(wǎng)絡(luò)的反饋電壓。如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所理解地， 阻抗Ζ1和Ζ2提供環(huán)補(bǔ)償。一般而言，誤差網(wǎng)絡(luò)的誤差放大器1301將輸出電壓或其反饋版 與VREF之間的差放大來形成VC0MP。
[0084] 向控制器201的調(diào)制器205的輸入提供VC0MP，且調(diào)制器205在其輸出形成脈沖控 制信號(hào)或PWM信號(hào)。向緩沖器/驅(qū)動(dòng)器1305的輸入提供PWM信號(hào)，該緩沖器/驅(qū)動(dòng)器的輸 出向Q1的柵極提供UG信號(hào)。PWM信號(hào)、或如此處進(jìn)一步描述的其修改版或反相版，被提供 至另一個(gè)緩沖器/驅(qū)動(dòng)器1307,該緩沖器/驅(qū)動(dòng)器1307向Q2的柵極提供LG信號(hào)。調(diào)節(jié)器 103的轉(zhuǎn)換器部分，包括開關(guān)Q1和Q2、輸出電感器L、輸出電容器C0、和負(fù)載203,被耦合從 而以前述基本類似的方式操作，用于形成電流IL和10以及電壓VPH和V0,用于將輸入電壓 VIN轉(zhuǎn)換為經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓V0。
[0085] 緩沖器/驅(qū)動(dòng)器1305和1307形成DVR框207的一部分，用于基于PWM信號(hào)來驅(qū) 動(dòng)開關(guān)Q1和Q3。沒有示出DVR框207的附加細(xì)節(jié)，諸如用于合適操作的附加支持電路。例 如，DVR框207可包括附加電路以確保在一時(shí)間僅導(dǎo)通開關(guān)Q1和Q2之一，以避免VIN或V0 暫時(shí)接地。進(jìn)一步，可包括自舉或電荷栗電路等來幫助高于VIN和V0軌來分別驅(qū)動(dòng)Q1和 Q2的柵極。
[0086] DCM控制器209被實(shí)現(xiàn)為具有相位比較器1309、SRFF 1311和附加邏輯來結(jié)合DCM 操作模式。在所示實(shí)施例中，附加邏輯包括被插在開關(guān)控制路徑中的2-輸入N0R門1313。 相位比較器1309的正輸入耦合至相位節(jié)點(diǎn)202、且負(fù)輸入耦合至GND，且其輸出形成ZC信 號(hào)，提供至SRFF 1311的S輸入。SRFF 1311的R輸入接收PWM且其輸出被提供至N0R門 1313的一個(gè)輸入。N0R門1313的另一個(gè)輸入接收PWM信號(hào)，且其輸出被提供至2-輸入0R 門1315的一個(gè)輸入。OR門1315的輸出耦合至緩沖器/驅(qū)動(dòng)器1307的輸入。OR門1315是 ADCM控制器211的一部分且其另一個(gè)輸入耦合至為ADCM控制器211和SBDCM控制器213 所設(shè)置的電路，如下文進(jìn)一步所述。
[0087] 在CCM操作模式期間，將PWM信號(hào)設(shè)為高有效狀態(tài)，開始新的循環(huán)，所以經(jīng)由N0R 門的操作（忽略O(shè)R門1315的操作），UG變高且LG變低。當(dāng)PWM變低時(shí)，在該循環(huán)的剩余 時(shí)間內(nèi)，UG被拉低且將LG設(shè)為高有效狀態(tài)。通過輸出電感器L的電流IL 一般維持為正， 從而相位節(jié)點(diǎn)202的電壓VPH維持為負(fù)，所以ZC信號(hào)維持為低。SRFF 1311的輸出維持為 低，所以DCM控制器209不影響CCM操作。
[0088] 當(dāng)負(fù)載減少以使輸出電流10減少時(shí)，電流IL相應(yīng)減少且可變負(fù)。如果電流IL變 負(fù)，則VPH的電壓變負(fù)且相位比較器1309在其輸出將ZC設(shè)為高有效狀態(tài)。ZC變高，設(shè)置 SRFF 1311，從而將其輸出設(shè)為高有效狀態(tài)。根據(jù)DCM操作，N0R門1313響應(yīng)地將其輸出拉 低、將LG拉低，因此較早地終止了 LG脈沖。在DCM模式中，當(dāng)PWM接著變高時(shí)，將UG設(shè)為 高有效狀態(tài)且LG為低來開始下一個(gè)循環(huán)。PWM信號(hào)重置SRFF 1311，取決于由ZC信號(hào)所示 的負(fù)載情況，在DCM模式中可重復(fù)操作或切換回至CCM模式。
[0089] 注意，相位比較器1309可由能檢測何時(shí)流過電感器L的電流到達(dá)零湖泊越過指示 低負(fù)載情況的零閾值的任何類型的檢測電路所替代。
[0090] ADCM控制器211被實(shí)現(xiàn)為具有邊緣檢測框1317、定時(shí)器1319、和0R門1315。向邊 緣檢測框1317的輸入提供PWM信號(hào)，邊緣檢測框的輸出耦合至定時(shí)器1319的輸入。定時(shí) 器1319具有輸出，向2-輸入AND門1321的非反相輸入提供信號(hào)AD。AND門1321的輸出 被提供至0R門1315的另一個(gè)輸入。AND門1321被設(shè)置為SBDCM控制器213的一部分，該 AND門的另一個(gè)輸入被反相并接收SB信號(hào)。對于ADCM模式，假設(shè)SB為低從而AND門1321 的操作可暫時(shí)被忽略。
[0091] 在ADCM控制器211的操作中，每次PWM變高，邊緣檢測框1317檢測PWM上脈沖的 上升邊緣并重置定時(shí)器1319。定時(shí)器1319具有與超音速閾值周期SPTH相同的周期，且一 旦定時(shí)器1319超時(shí)就將AD信號(hào)設(shè)為高有效狀態(tài)從而轉(zhuǎn)變至ADCM模式。在CCM和SPDCM 操作模式中，PWM脈沖發(fā)生地太快從而定時(shí)器1319不斷重置，使得沒有將AD設(shè)為有效狀態(tài)。 如果在SPDCM期間連續(xù)脈沖之間的時(shí)段超過超音速閾值周期SPTH，則定時(shí)器1319超時(shí)并 將AD信號(hào)設(shè)為高有效狀態(tài)。相比圖5中所示的正常發(fā)聲的DCM，AD信號(hào)變高，更早地在循 環(huán)中，將LG拉高。如上所述，較早將LG脈沖設(shè)為有效狀態(tài)防止了在DCM期間開關(guān)頻率落入 可聽范圍。
[0092] 之前如圖8中所示，如果輸出負(fù)載增加以使PWM上的脈沖在頻率上增加從而TS變 得小于SPTH，操作轉(zhuǎn)變回SPDCM模式。如果輸出負(fù)載顯著增加，以使ZC變回低，則操作轉(zhuǎn)變 回CCM模式。然而，如果輸出負(fù)載繼續(xù)減少，則操作可轉(zhuǎn)變回SBDCM模式。
[0093] SBDCM控制器213包括SB檢測電路1200、重置框1211、和用于進(jìn)入與離開SBDCM 操作模式的任