專利名稱:穩(wěn)定汽輪發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)軸扭振的裝置的制作方法
本發(fā)明涉及一種關(guān)于汽輪發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)軸的扭轉(zhuǎn)振蕩與直流輸電控制系統(tǒng)之間的相互作用問(wèn)題的穩(wěn)定裝置。
汽輪發(fā)電機(jī)機(jī)械系統(tǒng)的阻尼Dm在機(jī)理上是取正值的(Dm＞0)，盡管其值小但基本上是穩(wěn)定的。在以直流輸電傳輸電能時(shí)，在10至20Hz低頻范圍內(nèi)恒定電流控制被認(rèn)為是直流輸電的基本控制，因此從發(fā)電機(jī)的角度觀察，電氣系統(tǒng)的阻尼De取負(fù)值(De＜0)(“HVDC-汽輪發(fā)電機(jī)扭矩的相互作用，一種新的設(shè)計(jì)依據(jù)”，M.P.Bahman，E.V.Larsen等，CIGRE SC14-04，1980)。
當(dāng)汽輪發(fā)電機(jī)軸系存在某些自然頻率而其又在上述低頻范圍以內(nèi)，如果直流功率增大，發(fā)電機(jī)的合成的阻尼(Dm+De)就取某一負(fù)值而變得不穩(wěn)定。這樣就產(chǎn)生軸的扭轉(zhuǎn)振蕩。針對(duì)這個(gè)問(wèn)題，提出了基于直流控制系統(tǒng)的穩(wěn)定方案。
在轉(zhuǎn)軸扭轉(zhuǎn)頻率的整個(gè)范圍內(nèi)，次同步阻尼控制(以下稱為“SSDC”)對(duì)穩(wěn)定是有效的。當(dāng)將汽輪發(fā)電機(jī)表示為N個(gè)質(zhì)量的模型時(shí)，存在(N-1)個(gè)自然頻率。設(shè)計(jì)了一個(gè)對(duì)這種振蕩作總體性穩(wěn)定的電路，將該穩(wěn)定電路的輸出施加到電流控制調(diào)節(jié)器(以下，稱為“ACR”)的輸出端。
在汽輪發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)軸的扭轉(zhuǎn)振蕩與直流電力傳輸系統(tǒng)之間相互作用方面需要考慮四個(gè)問(wèn)題。
(1)設(shè)計(jì)一個(gè)使重要的ACR和SSDC兩個(gè)閉環(huán)不致相互干擾的控制系統(tǒng)是不簡(jiǎn)單的。對(duì)于SSDC，增加一個(gè)附加閉環(huán)控制，將其輸出加到ACR的輸出處。因此，認(rèn)為與基本控制協(xié)調(diào)一致的控制設(shè)計(jì)對(duì)于各單個(gè)系統(tǒng)都是需要的，以便在軸的扭轉(zhuǎn)頻率范圍內(nèi)得到正的阻尼(De＞0)而不損害重要的ACR的高響應(yīng)性能。
(2)有關(guān)詳盡設(shè)計(jì)SSDC的專門技能是如此復(fù)雜，除設(shè)計(jì)者外無(wú)人能夠理解。這個(gè)詳盡的設(shè)計(jì)包括在軸扭轉(zhuǎn)頻率整個(gè)范圍內(nèi)設(shè)定阻尼值，以便計(jì)算滿足所設(shè)定值的SSDC的頻率特性，從而得到與其近似的高階傳遞函數(shù);進(jìn)行為獲得反饋電路的傳遞函數(shù)的設(shè)計(jì)，以得到所需的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)。這樣，詳盡的設(shè)計(jì)就很復(fù)雜。
(3)SSDC的設(shè)計(jì)要照顧到與包括常規(guī)基本控制在內(nèi)的交流/直流系統(tǒng)有關(guān)的相當(dāng)簡(jiǎn)單的模型。尤其是在發(fā)電機(jī)的情況下，由于采用了一個(gè)只計(jì)及角速度的變化量Δω的簡(jiǎn)單的電壓模型，對(duì)于以其為依據(jù)的穩(wěn)定方案，當(dāng)應(yīng)用于真實(shí)系統(tǒng)時(shí)，認(rèn)為需要事先進(jìn)行仿真器研究或現(xiàn)場(chǎng)校驗(yàn)。
(4)穩(wěn)定信號(hào)是通過(guò)發(fā)電機(jī)電流補(bǔ)償從交流母線電壓中取出發(fā)電機(jī)的內(nèi)部電壓得到的，以便取得一個(gè)盡量接近發(fā)電機(jī)Δω的穩(wěn)定信號(hào)，再將這樣得到的內(nèi)電壓輸入給一個(gè)頻率檢測(cè)器。然而，還是不能說(shuō)關(guān)于任何其它的信號(hào)是否都能用作穩(wěn)定信號(hào)的研究的任何可能方面都已經(jīng)顧及了。
考慮到對(duì)上述(1)至(4)項(xiàng)的研究，本發(fā)明的目的是提出一種穩(wěn)定裝置，該裝置減小直流輸電的控制系統(tǒng)與汽輪發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)軸的扭轉(zhuǎn)振蕩之間的相互作用而不損害直流傳輸所固有的高響應(yīng)性能，從而比較容易設(shè)計(jì)。
為了達(dá)到這個(gè)目的，本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下首先假定汽輪發(fā)電機(jī)的基頻與其軸系所含的自然頻率分別用f1和fm表示。利用帶通濾波器分別檢測(cè)出次同步分量(f1-fm)與超同步分量(f1+fm)。如此測(cè)得的這些分量利用發(fā)電機(jī)相位θG至少在d和q軸之一進(jìn)行變換。從而，得到次同步分量與超同步分量的Δid和Δiq中的至少一個(gè)。將由此得出的該分量通過(guò)一個(gè)帶通濾波器，就得到一個(gè)穩(wěn)定信號(hào)。這樣獲得的穩(wěn)定信號(hào)被用來(lái)對(duì)直流輸電中的變換器進(jìn)行控制。
亦即，這個(gè)穩(wěn)定信號(hào)是根據(jù)下列參數(shù)形成的。
1.次同步分量和超同步分量的d、q軸轉(zhuǎn)換變量Δid與Δiq，這些分量是基頻電流的邊頻帶波。
2.同步電路鎖相環(huán)(以下稱為“PLL”)的同步相位誤差Δθep。
通過(guò)穩(wěn)定信號(hào)檢驗(yàn)穩(wěn)定效果，是在利用EMTP(由在美國(guó)的Bonneville電力管理局開(kāi)發(fā)的電磁暫態(tài)程序)對(duì)閘流管換流在內(nèi)的交流/直流系統(tǒng)的瞬時(shí)值進(jìn)行計(jì)算的基礎(chǔ)上進(jìn)行的。EMTP的發(fā)電機(jī)模型的開(kāi)發(fā)是用來(lái)分析這種轉(zhuǎn)軸扭轉(zhuǎn)振蕩的。采用包括各級(jí)汽輪機(jī)即高、中、低壓缸和發(fā)電機(jī)作為各質(zhì)量點(diǎn)的N-質(zhì)量模型。其控制系統(tǒng)，特別是為進(jìn)行相位控制的PLL對(duì)與一個(gè)真實(shí)系統(tǒng)等效的系統(tǒng)進(jìn)行模擬。因此，有可能以與真實(shí)系統(tǒng)相近的方式進(jìn)行檢驗(yàn)。
目前，尚無(wú)能夠?qū)εc真實(shí)系統(tǒng)相比擬的多質(zhì)量點(diǎn)進(jìn)行模擬的用于汽輪發(fā)電機(jī)的模擬器。因此，認(rèn)為按照EMTP模擬對(duì)軸扭轉(zhuǎn)振蕩的分析做檢驗(yàn)是最好的。
現(xiàn)將利用相量圖和穩(wěn)定信號(hào)的功能敘述軸扭轉(zhuǎn)振蕩的穩(wěn)定機(jī)理。
在交流/直流閉環(huán)中軸系扭轉(zhuǎn)系統(tǒng)是開(kāi)路的條件下，考慮到電磁轉(zhuǎn)矩Te和發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速ω可能因軸系扭振而發(fā)生變化，則有ΔTe/Δω＝De+jKe (1)考慮到相量ΔTe和Δω予期的變化，方程(1)右側(cè)的實(shí)部定義為電阻尼De(P U)。所開(kāi)發(fā)的De計(jì)算方法的概況如下。
每個(gè)整流閥的換流是利用三相瞬時(shí)值進(jìn)行計(jì)算的，將整流閥電流分解為次同步分量和超同步分量，這些分量根據(jù)富立葉分析是基頻的邊頻帶波。對(duì)這樣得到的次同步分量和超同步分量進(jìn)行d、q軸變換，以與發(fā)電機(jī)相聯(lián)。發(fā)電機(jī)采用派克方程模型。利用迭代法得到Δω及其它變化量的收
點(diǎn)。這樣，得到以相量ΔTe/Δω的實(shí)部形成的De。
由于直流控制系統(tǒng)主要是由恒流控制組成的，且交變分量Δidc由于軸的扭轉(zhuǎn)振蕩而疊加于直流電流之上，控制角α的變化是由變量Δα引起的。如下所述Δα由兩個(gè)分量組成。
Δα＝ΔαR+Δθep (2)這些分量分別為通過(guò)Δidc反饋而與調(diào)節(jié)器的輸出ΔeR(伏)有關(guān)的ΔαR(電角度)以及同步相位誤差Δθep。
同步電路以交流母線電壓作為其輸入，并由PLL同步。由于軸扭轉(zhuǎn)振動(dòng)，交流母線電壓相位ΔθAC是從發(fā)電機(jī)相位ΔθG計(jì)算而得的。它們之間的相位關(guān)系如圖2所示。
相對(duì)于發(fā)電機(jī)q軸的角表示為δAC，交流母線電壓VAC＝ed+jeq。根據(jù)圖2的相量圖得到下列關(guān)系式。
θAC-θG＝π/2-δACtanδAC＝ed/eq上述方程進(jìn)行線性化后，得到下列關(guān)系式。
ΔθAC＝ΔθG-ΔδACΔδAC＝ (ΔedcosδACO-Δeq sinδACO)/(edo sinδACO+eqo cosδACO)由于在計(jì)算De時(shí)計(jì)算了Δed和Δeq，ΔθAC可以從以上的方程中算得。
如果DLL的閉環(huán)的頻帶寬度近似為5Hz，10至20Hz的軸扭轉(zhuǎn)振蕩的同步輸出相對(duì)于ΔθAC有了延遲，結(jié)果產(chǎn)生同步相位誤差。這其間的關(guān)系表示在下面的方程(3)中。
ΔθAC-Δθop＝Δθep當(dāng)PLL的閉環(huán)傳遞函數(shù)表示為二次形式時(shí)，Δθep表示如下Δθep(s)＝Fp(s)ΔθAC(s)，F(xiàn)p(s)＝ (S2)/(S2+ 2g ωnS + ωn2) (4)
此外，當(dāng)給定PLL的特征參數(shù)時(shí)，以S＝j(luò)ωm和ωm＝2πfm，對(duì)相量Δθep(jωm)進(jìn)行計(jì)算，適用于由于軸扭轉(zhuǎn)振蕩產(chǎn)生的正弦波激勵(lì)。
圖3表示了在調(diào)節(jié)器的輸出端上述方程(2)和(4)的關(guān)系，其中附在表示變化量的符號(hào)下的橫線表示矢量。此外，Δesyn是通過(guò)對(duì)Δθep(弧度/電角度)進(jìn)行電壓變換得到的。
如果不考慮穩(wěn)定信號(hào)Δest，就有下面的方程(5)所表示的關(guān)系，它與方程(2)相應(yīng)。
Δec2＝ΔeR+Δesyn(5)在這個(gè)方程中，Δec2與Δα相應(yīng)，Δα表示相對(duì)于真實(shí)換流電壓的零點(diǎn)的控制角的純變化量。因此，可以將Δec2看作相位控制信號(hào)ec的有效的變化量。
眾所周知，直流電壓隨控制角的增加而減少。因此，由于存在著應(yīng)Δα＞0，ΔVdc＜0，而當(dāng)Δα＜0，ΔVdc＞0的這樣的關(guān)系，就有可能得到Δec2和ΔVdc在相位相反的關(guān)系。直流電壓的交流分量ΔVdc通過(guò)直流傳輸阻抗Zdc(jω)產(chǎn)生Δidc。
Δidc＝ΔVdc/Zdc(jω) (6)現(xiàn)在假設(shè)Δidc是由Δec2產(chǎn)生的，相應(yīng)的數(shù)字增益，即Δidc/Δec2，相對(duì)于單個(gè)的軸扭轉(zhuǎn)頻率沒(méi)有很大的變化。此外，根據(jù)計(jì)算結(jié)果由于在單純的直流傳輸中Δidc與ΔTe之間的相位差比較小，可以認(rèn)為Δec2和ΔTe之間的相位差沒(méi)有如此大的變化。
根據(jù)上述各個(gè)相量的定性的趨勢(shì)，現(xiàn)在可以考慮軸扭轉(zhuǎn)振蕩的穩(wěn)定機(jī)理。圖4(a)中示出了通過(guò)De計(jì)算得到的各個(gè)相量的趨勢(shì)。這表示了方程(5)的關(guān)系，表示了去除穩(wěn)定信號(hào)而De＜0的例子。
(1)由ΔTe和Δω組成的角θs大于90度，相應(yīng)于De＜0。
(2)由Δω和ΔθG組成的角度為π/2(弧度)。
(3)由ΔθG和Δesyn組成的角度θsyn等于＜Fp(jωm)(參照方程(4))。
通過(guò)引入穩(wěn)定信號(hào)Δest，現(xiàn)在可以考慮穩(wěn)定性(圖Δ(b))。得到調(diào)節(jié)器輸出ΔeR與穩(wěn)定信號(hào)Δest的合成信號(hào)Δec1(圖3)Δec1＝ΔeR-ΔesT (7)在這種情況下，如果ACR的ΔeR受-ΔesT的延滯作用，Δec2就滯后。假定Δω的相位恒定，Δesyn的相位也不改變，且Δec2的滯后使Δidc和ΔTe滯后。從而，當(dāng)ΔTe滯后于Δω某個(gè)大于270度的相角時(shí)，該相位差表示為θs＜90度(De＞0)。
對(duì)于穩(wěn)定信號(hào)，一個(gè)稍微領(lǐng)先于ΔeR的反向信號(hào)的信號(hào)是合適的。需要構(gòu)成這樣一個(gè)信號(hào)，同時(shí)還有在換流站直接有用的多個(gè)信號(hào)。一個(gè)穩(wěn)定信號(hào)主要是由上述兩種信號(hào)構(gòu)成的。通過(guò)引入利用De計(jì)算方法所得的這樣的穩(wěn)定信號(hào)作為輔助信號(hào)，就保證了穩(wěn)定性。
在附圖中圖1是表示根據(jù)本發(fā)明制定的一個(gè)方案的聯(lián)線方塊圖，圖2是表示用于同步電路中的PPL的聯(lián)線方塊圖，圖3是表示一個(gè)處理控制角的變化量Δα和同步相位誤差Δθep的電路的聯(lián)線的方塊圖，圖4(a)是表示在與圖3所示電流控制環(huán)有關(guān)的De計(jì)算中各個(gè)相量的計(jì)算實(shí)例相量圖，圖4(b)是表示穩(wěn)定機(jī)理的相量圖，圖5(a)是表示從次/超同步分量得到的相量與在fm＝8.33Hz情況下計(jì)算得到的控制信號(hào)之間的相位關(guān)系的相量圖，圖5(b)是表示利用超同步分量形成穩(wěn)定相量的方法的說(shuō)明圖圖6(a)和6(b)分別表示具有與沒(méi)有穩(wěn)定信號(hào)時(shí)的軸力矩用來(lái)說(shuō)明本發(fā)明對(duì)軸的扭轉(zhuǎn)振蕩的作用。
結(jié)合一個(gè)最優(yōu)方案，參照附圖，詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明如下圖1以方塊圖的形式舉例說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)裝置的結(jié)構(gòu)，在本例中，發(fā)電機(jī)假定為五質(zhì)量模型，即包括高壓中壓和兩個(gè)低壓缸的汽輪機(jī)及發(fā)電機(jī)本身的模型。在本模型例中，出現(xiàn)4個(gè)頻率為8.33，16.6，21.5和22.5Hz的軸扭轉(zhuǎn)頻率(fm)。在下面的討論中，這些頻率被分在三組，即約10Hz、10至20Hz、以及高于20Hz，被加以處理。
首先，在軸的扭轉(zhuǎn)頻率約為10Hz的情況下，從超同步分量得出的一個(gè)信號(hào)用作穩(wěn)定信號(hào)。在變換器的變壓器原邊側(cè)的三相電流ia、ib和ic被用作裝置的輸入信號(hào)。將這三相電流通過(guò)一個(gè)其諧振頻率為(f1+fm)的帶通濾波器(以下稱為“BPF”)15，就得到超同步分量Δia，Δib和Δic，其中f1表示基頻。為了將d、q變換加到這三相變量上，乘以相角θG的正弦值和余弦值。于是從超同步分量得到Δiq-sp和Δid-sp。需要指出，如后所述，余弦乘積可以被忽略。
-Δiq-sp＝Δia sinθG+Δib sin(θG- (2π)/3 )+Δic sin(θG+ (2π)/3 ) (8)Δid-sp＝Δia cos θG+Δib cos(θG- (2π)/3 )+Δic cos(θG+ (2π)/3 ) (9)為得到θG，考慮利用同步電路的PLL 13的相位輸出θop。由于一般在它們之間存在相位差φp，該相位差被計(jì)及。
θG＝θop+φp將θG輸入到函數(shù)發(fā)生器14，就產(chǎn)生正弦函數(shù)。如此獲得的正弦函數(shù)在乘法器16處乘以上述Δia，Δib和Δic。對(duì)乘法器16的輸出信號(hào)求和，得到相應(yīng)于方程(8)的-Δiq-sp。將-Δiq-sp通過(guò)一個(gè)其諧振頻率為fm的BPF20a，就產(chǎn)生到一個(gè)穩(wěn)定信號(hào)Δest。對(duì)以此得到的穩(wěn)定信號(hào)在恒定電流控制調(diào)節(jié)器11的輸出端作求和處理。
至于BPF的Q系數(shù)，作為一個(gè)例子，輸入和輸出BPF15和20的Q系數(shù)分別為5和1。
在10Hz＜fm＜20Hz的情況下，PLL13的同步相位誤差Δθep用作穩(wěn)定信號(hào)。這個(gè)Δθep通過(guò)一個(gè)相位導(dǎo)前電路21和諧振頻率為fm的BPF20b，在調(diào)節(jié)器11的輸出端受減法作理。
在fm≥20Hz的情況下，從次同步分量得出的量-Δiq-sp用作穩(wěn)定信號(hào)。在這種情況下，只是將前述超同步分量由次同步分量代替，而結(jié)構(gòu)與上面的情況完全相同。這種情況的結(jié)構(gòu)包含一個(gè)其諧振頻率為(f1-fm)的輸入BPE17，一個(gè)乘法器18，一個(gè)加法器19b，和一個(gè)其諧振頻率為fm的BPF 20C。需要指出，加法器12的極性是負(fù)的。
在這個(gè)方案中，假定實(shí)際不能接受的轉(zhuǎn)軸扭轉(zhuǎn)振蕩模式的頻率范圍為8至25Hz。作為EMTP計(jì)算的結(jié)果，可以看到，為了在整個(gè)頻率范圍上得到衰減效果，將上述頻率范圍分成高、中和低頻范圍以便對(duì)其應(yīng)用穩(wěn)定信號(hào)，是合適的。
在應(yīng)用穩(wěn)定性信號(hào)時(shí)，必須注意下列問(wèn)題。
(1)在兩個(gè)頻區(qū)中共同采用一個(gè)穩(wěn)定信號(hào)是不理想的，因?yàn)闀?huì)降低各自的衰減效應(yīng)。這是由于考慮到對(duì)較高次諧波噪聲的抑制，對(duì)于每個(gè)頻區(qū)的穩(wěn)定信號(hào)的增益需要降低到一半。
(2)由于次/超同步分量的穩(wěn)定效果對(duì)頻率有強(qiáng)烈的依賴關(guān)系，就需要作適當(dāng)?shù)倪x擇。
(3)在穩(wěn)定性信號(hào)的頻區(qū)之間存在干擾。尤其是，當(dāng)在中和高頻區(qū)中的頻率相互比較接近時(shí)，就有產(chǎn)生這種干擾的趨勢(shì)。
根據(jù)與各自的穩(wěn)定信號(hào)相關(guān)的De計(jì)算，穩(wěn)定性得到保證。詳細(xì)說(shuō)明如下。
(1)同步相位誤差Δθep(Δesyn)如該信號(hào)是穩(wěn)定的，由該信號(hào)和調(diào)節(jié)器輸出ΔeR組成的角度就變小。使極性相反，便得一抵消ΔeR的矢量。這樣，容易得出Δθep。由于PLL以交流母線電壓為其同步輸入，與從發(fā)電機(jī)的Δω計(jì)算所得的Δθep相比，認(rèn)為該值是稍有滯后。相位超前電路21校正這個(gè)滯后。再進(jìn)行包括這個(gè)穩(wěn)定信號(hào)在內(nèi)的De計(jì)算。這樣，同步相位誤差Δθep(Δesyn)得到穩(wěn)定。得到了De＞0的結(jié)果。
(2)超/次同步分量當(dāng)分別以f1和fm表示基頻和軸扭轉(zhuǎn)頻率時(shí)，在發(fā)電機(jī)電流中除了頻率為f1的基波外，還產(chǎn)生頻率為(f1-fm)的所謂的次同步分量和頻率為(f1+fm)的所謂的超同步分量。由于這些電流分量自然地包含在單純直流輸電的變換器電流中，它們是用富立葉分析進(jìn)行計(jì)算的。從而，這些分量可以用作穩(wěn)定信號(hào)。
為了縮短富立葉分析的一個(gè)時(shí)間段，選擇fm使f1/fm為一合適的整數(shù)比值。例如，在其基波頻率f1為50Hz的系統(tǒng)中，當(dāng)fm＝12.5Hz時(shí)，以基波的4個(gè)周波組成富立葉分析的一個(gè)時(shí)間段是足夠的。從對(duì)變換器三相電流的分析，可以將(f1±fm)看成是正序分量。此外，由于(f1±fm)分量可以看成是相對(duì)于基波分量f1的變量，對(duì)它們進(jìn)行d，q軸變換，以此得到Δid和Δiq。根據(jù)熟知的從三相電流ia，ib和ic到id和iq的變換，將發(fā)電機(jī)相位角θG的正弦和余弦乘以上述三相電流就完成這個(gè)變換。對(duì)id和iq線性化，就得到下列關(guān)系式(10)和(11)。
Δid＝-Isb sin｛(ω1-ωsb)t-φsb-φG｝+Isp sin｛(ωsp-ω1)t+φsp+φG｝-Iac1｛cos(φG+φac1)｝ΔθG (10)Δiq＝-Isb cos｛(ω1-ωsb)t-φsb-φG｝-Isp cos｛(ωsp-ω1)t+φsp+φG｝-Iac1｛sin(φG+φac1)｝ΔθG (11)需要指出，當(dāng)用iao+Δia，ibo+Δib和ico+Δic表示三相電流時(shí)，a相的穩(wěn)態(tài)電流及其變化表達(dá)如下iao＝Iac1sin(ω1t+φac1)Δia＝Isb sin(ωsbt+φsb)+Isp sin(ωspt+φsp) (12)b相及C相的穩(wěn)態(tài)電流及其變化相對(duì)方程1各位移2π/3和4π/3。
有下列與發(fā)電機(jī)的相位有關(guān)的關(guān)系式。
θG＝θGO+ΔθG， θGO＝ω1t-φG1ωsb＝2π(f1-fm)，ωsp＝2π(f1-fm)
由方程(10)和(11)可見(jiàn)，Δid和Δiq各由三個(gè)分量組成。用向量表示式，可以與上述和穩(wěn)定機(jī)理有關(guān)的相量比較。
用相量表示方程(10)和(11)。
ΔId＝ΔId-sb+ΔId-sp+K1ΔθGΔIq＝ΔIq-sb+ΔIq-sp+K2ΔθG (13)需要指出，瞬時(shí)值(t表示式)是假設(shè)為與相量的虛部相等的。圖5(a)中是一個(gè)計(jì)算的例子，其中分別在左邊和右邊表示了與穩(wěn)定機(jī)理有關(guān)的相量以及從次/超同步分量導(dǎo)出的相量。在De計(jì)算中，對(duì)于低頻模式的超同步分量的穩(wěn)定相量給出如下。
ΔesT＝(ΔId-sp+ΔIq-sp)＊K，K＞0 (14)將該相量以-ΔesT加給調(diào)節(jié)器的輸出ΔeR(方程(1))。
穩(wěn)定的De計(jì)算結(jié)果表示在圖5(b)中。-Δiq-sp的相量表示式-ΔIq-sp與方程(14)相應(yīng)。需要指出，與方程(14)等效的相量的相位是通過(guò)將ΔIq-sp提前π/4得到的，沒(méi)有利用ΔId-sp。
在圖1的正弦函數(shù)發(fā)生器14中，當(dāng)用θG代替(θG-π/4)時(shí)，相量ΔIq-sp提前一個(gè)相角+π/4。
因此，從PLL的θop得到對(duì)發(fā)電機(jī)θG進(jìn)行調(diào)整的相位差φp，用φp-π/4來(lái)代替就足夠了。這樣，就有不必要計(jì)算ΔId-sp。結(jié)果，可以省去與正弦函數(shù)相應(yīng)的余弦函數(shù)的計(jì)算。
調(diào)整相位φp能對(duì)穩(wěn)定相量進(jìn)行相位調(diào)整，但它基本上是某個(gè)固定角度。例如，對(duì)于EMTP，正如下面所規(guī)定的，φp是一個(gè)常數(shù)。
由于當(dāng)變換器的交流母線電壓假定是PLL的同步輸入時(shí)，穩(wěn)態(tài)時(shí)同步相位輸出量θop是與輸入相位0一致的，交流母線電壓ed就表示如下。
ea＝Ea cosθ＝Ea cosθop (15)另一方面，當(dāng)用θG表示發(fā)電機(jī)的相位角時(shí)，根據(jù)EMTP，交流線電壓ea表示如下。
ea＝ed cosθG+eq sinθG＝e d2+ e q2]]>cos(θG- (π)/2 -δs) (16)tanδs＝-ed/eq，ed＜0eq＞0令方程(15)和(16)彼此相應(yīng)，就可計(jì)算φp。
從θG-π/2-δs＝θop，得φp＝π/2+δs。
圖1中，將從次同步分量導(dǎo)出的量-Δiq-sb在整個(gè)高頻模式中作為穩(wěn)定信號(hào)。為什么它在加法器中的極性是與超同步分量的極性相反的原因是，ΔIq-sb與ΔIq-sp在原理上基本具有反相關(guān)系。
圖5是較低頻頻區(qū)的計(jì)算舉例。對(duì)于高頻頻區(qū)這樣的趨勢(shì)關(guān)系不變。
為什么從超同步分量導(dǎo)出的量用于較低頻頻區(qū)而從次同步分量導(dǎo)出的量用于高頻頻區(qū)的原因如下。
用ε/ε重寫瞬時(shí)值/相量ΔθG/ΔθG，這些參數(shù)定義如下。
ΔG＝ε＝
εsinωmtΔG＝ε＝
εejωmt (18)式中ωm＝2πfm，fm是軸扭轉(zhuǎn)頻率。
然后，將相量關(guān)系式ΔθG＝ε用于上述方程(13)，就定義了Idε和Iqε。
ΔId/ε＝Idε-sb+Idε-sp+K1＝IdεΔIq/ε＝Iqε-sb+Iqε-sp+K2＝Iqε (19)Idε和Iqε是對(duì)從各自的De計(jì)算所得的方程的右邊項(xiàng)各除以ε得到的。De作為ΔTe/Δω的實(shí)部來(lái)計(jì)算如下。
ΔTe＝〔Efd-(Xd-Xq(p))ido〕Δiq+(Xq-Xd(p))iqo° (20)Δid+G(p)·iqo·Δefd假設(shè)，當(dāng)P＝j(luò)ωm(pu)時(shí)，右邊第三項(xiàng)的AVR的效果可以忽略，方程(20)的相量表示式如下。
ΔTe＝〔Efd-(Xd-Xq(jωm))ido〕ΔId+(Xq-Xd(jωm))iqo·ΔId (21)此外，利用方程(19)，分別用ε·Iqε和ε·Idε代替ΔIq和ΔId。相量Δω表示如下。
Δω＝ (d)/(dt) ε＝(jωm)ε (22)
用方程(22)除方程(21)以得到實(shí)部De，De表示如下。
De＝( (D-jC)/(2ωm) )Idε+( (B-jA)/(2ωm) )Iqε+( (D+jC)/(2ωm) )I
ε+( (B+jA)/(2ωm) )I＊qε (23)式中＊表示共軛相量，A、B、C和D表示從發(fā)電機(jī)常數(shù)得到的正的常數(shù)，并有A＞＞B，C＞＞D的關(guān)系。
因此，當(dāng)有了分別滯后于相量Idε和Iqε90度的相量時(shí)，De便真是正比于實(shí)部。
超/次同步分量對(duì)De的影響如下得出。
超/次同步分量由下列兩個(gè)分量組成。利用相量Idε和Iqε將這些分量作如下表示(a)這一影響基于發(fā)電機(jī)電流的變量ΔI＝Δid+jΔIq為
超分量＝ ((Iqε-jIdε)ε)/2 (24)(b)這一影響基于發(fā)電機(jī)電流穩(wěn)態(tài)值IO＝ido+jIqo的相位的變量為
上述(a)與(b)之和給出次/超同步分量。
當(dāng)上面四個(gè)矢量分別依相量Idε和Iqε的方向分解時(shí)，便可從方程(23)看到對(duì)De的影響。上面四個(gè)相量是結(jié)合相應(yīng)于三個(gè)頻率8.33、16.67和20.0HE的軸扭轉(zhuǎn)振蕩的穩(wěn)定/不穩(wěn)定的例子算得的，并分析了對(duì)De＞0有影響的相量。結(jié)果，已經(jīng)看到下面兩個(gè)頻率所具有趨向。
(a)低頻超同步分量(8.33HE)(b)高頻次同步分量(20Hz)。
其它的對(duì)De的作用小(De＝0)或者起反作用，使De＜0。
為什么利用上面(a)和(b)的超/次同步分量的原因已如上所述。
利用基于EMTP的數(shù)字仿真顯示了本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。圖6示出了當(dāng)由于直流傳輸系統(tǒng)100%快速解除閉鎖而激發(fā)了軸扭轉(zhuǎn)振蕩時(shí)，與發(fā)電機(jī)和其相鄰的汽輪機(jī)(未示出)之間的軸力矩T4有關(guān)的穩(wěn)定信號(hào)的去除與投入作了比較。在該例中，采用了圖1中的穩(wěn)定信號(hào)。
在De計(jì)算中，與相應(yīng)的軸扭轉(zhuǎn)頻率有關(guān)的單個(gè)穩(wěn)定信號(hào)的效果也做了計(jì)算。此外，機(jī)械扭轉(zhuǎn)系統(tǒng)是打開(kāi)的，以便在開(kāi)環(huán)中計(jì)算De。另一方面，在本例中真實(shí)系統(tǒng)具有四個(gè)軸扭轉(zhuǎn)模式。由于加上了三個(gè)穩(wěn)定信號(hào)，有必要對(duì)包括機(jī)械系統(tǒng)在內(nèi)的閉環(huán)中的衰減效應(yīng)以和在真實(shí)系統(tǒng)中相同的方式進(jìn)行檢驗(yàn)。從圖6可以看出當(dāng)穩(wěn)定信號(hào)加入時(shí)的整個(gè)衰減趨勢(shì)，但是不能看出每個(gè)頻區(qū)的衰減情況。因此，采用了波形的富立葉分析以對(duì)它們進(jìn)行比較。表1中是這個(gè)計(jì)算的一個(gè)例子。
表1示出了軸轉(zhuǎn)振蕩的暫態(tài)衰減過(guò)程，這個(gè)振蕩在穩(wěn)定信號(hào)去除時(shí)的初始段的幅值很大。假定在此后持續(xù)的是第一和第二模式區(qū)的軸扭轉(zhuǎn)振蕩，即沒(méi)有自然衰減。其原因是與此相關(guān)的De的計(jì)算的結(jié)果分別表明，De≤-2.0〔PU〕是在100%直流負(fù)荷的情況下。
另一方面，在采用圖1中的三種穩(wěn)定信號(hào)時(shí)，趨勢(shì)是全部振蕩模式區(qū)都衰減。當(dāng)加入第一和第二模式的穩(wěn)定信號(hào)而不加入高頻模式的(第三或第四模式)穩(wěn)定信號(hào)時(shí)，第一和第二模式的軸扭轉(zhuǎn)振蕩的衰減效果以表1中所示的還要好。反之，高頻區(qū)的軸扭轉(zhuǎn)振蕩的衰減效果差，并有持續(xù)或增加的趨勢(shì)。當(dāng)全部模式區(qū)的穩(wěn)定信號(hào)都不加入時(shí)，對(duì)于高頻區(qū)有自然衰減趨勢(shì)(表1)。還認(rèn)為這是由于De的特征表明在高頻區(qū)基本上是De＞0。認(rèn)為是當(dāng)加入第一和第二模式的穩(wěn)定信號(hào)時(shí)，引起高頻模式的出現(xiàn)表現(xiàn)出De＜0，起反作用。
因此，為了在整個(gè)頻區(qū)得到衰減趨勢(shì)，即使對(duì)高頻區(qū)也需要穩(wěn)定信號(hào)，因而就需要圖1中的結(jié)構(gòu)方式。
下面說(shuō)明其它的實(shí)施方案。
由于高頻區(qū)的穩(wěn)定信號(hào)對(duì)第二模式的穩(wěn)定效果有干擾作用，高頻信號(hào)的通/斷控制認(rèn)為有進(jìn)行的必要。首先，在交流/直流系統(tǒng)有故障的情況下，當(dāng)軸扭轉(zhuǎn)振蕩被激發(fā)得相當(dāng)劇烈時(shí)，將高頻模式穩(wěn)定信號(hào)斷開(kāi)約3秒。在這段時(shí)間中，利用第一和第二模式的兩個(gè)穩(wěn)定信號(hào)得到第一和第二振蕩模式的有效衰減。為了進(jìn)一步加強(qiáng)衰減效果，加上Δf信號(hào)是有效的。當(dāng)同時(shí)利用通過(guò)一個(gè)頻率傳感器從交流母線電壓得到的Δf與第一和第二模式的穩(wěn)定信號(hào)時(shí)，從EMTP仿真可知，第一和第二模式的穩(wěn)定信號(hào)在約3秒后衰減到2%以下。相反，當(dāng)只采用Δf時(shí)，第一和第二模式的衰減效果幾乎是不能指望的。在這個(gè)例子中，考慮到調(diào)節(jié)器輸出側(cè)的極性，加入Δf時(shí)沒(méi)有采用BPF等單元。
另一方面，在3秒過(guò)去后由于穩(wěn)定信號(hào)處于斷開(kāi)狀態(tài)，軸扭轉(zhuǎn)振蕩的殘余波紋中的較大部份屬于高頻模式。在這一階段，利用高頻模式的穩(wěn)定信號(hào)，就使高頻模式的振蕩衰減。對(duì)于第一和第二模式，它們?cè)诘谝粋€(gè)3秒內(nèi)衰減到約2%以下，在加入高頻信號(hào)后在整個(gè)頻區(qū)中保持De＞0。
下面是本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)(1)對(duì)作為直流傳輸?shù)幕究刂频暮愣娏骺刂频母唔憫?yīng)的影響較小。由于穩(wěn)定性信號(hào)是通過(guò)一個(gè)調(diào)諧到發(fā)電機(jī)軸扭轉(zhuǎn)振蕩頻率的濾波器得到的，以便利用一個(gè)開(kāi)環(huán)將穩(wěn)定信號(hào)加到調(diào)節(jié)器的輸出端，當(dāng)軸扭轉(zhuǎn)頻率得到穩(wěn)定時(shí)，穩(wěn)定性信號(hào)就消失。由于是在信號(hào)通道的設(shè)置了一個(gè)帶通濾波器，其它頻率對(duì)基本控制系統(tǒng)的影響較小。
(2)可以照常采用常規(guī)的基本控制系統(tǒng)。在有軸扭轉(zhuǎn)振蕩問(wèn)題的地方，遲一些加上穩(wěn)定信號(hào)是可能的。一般，對(duì)于具體的廠，軸扭轉(zhuǎn)振蕩的頻區(qū)頻率值是知道的，而且振蕩模式的數(shù)目沒(méi)有如此之多。由于根據(jù)本發(fā)明的裝置為轉(zhuǎn)扭轉(zhuǎn)振蕩頻率的低、中和高頻模式提供了最佳的穩(wěn)定信號(hào)，將這些信號(hào)設(shè)計(jì)得與基本控制不同，以便施加它們就足夠了。因此，對(duì)于軸扭轉(zhuǎn)振蕩頻率的對(duì)策可以完全獨(dú)立地進(jìn)行，并保留常規(guī)基本控制系統(tǒng)的原狀，因而控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)工作量不大。
(3)由于穩(wěn)定信號(hào)是由在變換器站容易得到的分量形成的，在實(shí)際應(yīng)用中問(wèn)題不多?？衫肞LL的同步相位作為得到d、q軸分量所必需的發(fā)電機(jī)相位θG。
權(quán)利要求
1.用來(lái)穩(wěn)定汽輪發(fā)電機(jī)軸扭轉(zhuǎn)振蕩的一種裝置，包括a)一個(gè)用來(lái)對(duì)和直流電力傳輸系統(tǒng)相聯(lián)的汽輪發(fā)電機(jī)的交流電流進(jìn)行檢測(cè)的電流檢測(cè)器，b)一個(gè)接受所說(shuō)電流檢測(cè)器的輸出信號(hào)的濾波器，所說(shuō)濾波器包括一個(gè)用來(lái)檢測(cè)次同步分量(f1-fm)的第一帶通濾波器與一個(gè)用來(lái)檢測(cè)超同步分量(f1+fm)的第二帶通濾波器，其中用f1表示所說(shuō)發(fā)電機(jī)的基頻，用fm表示所說(shuō)發(fā)電機(jī)的軸系的一個(gè)自然頻率，c)一個(gè)利用發(fā)電機(jī)相位θG對(duì)所說(shuō)的第一和第二濾波器的各自的輸出進(jìn)行d軸和q軸中至少一個(gè)軸的變換以得出次同步分量和超同步分量的△id和△iq中至少一個(gè)的計(jì)算電路，d)一個(gè)接受所說(shuō)計(jì)算電路輸出信號(hào)的第三個(gè)帶通濾波器，所說(shuō)的第三帶通濾波器用來(lái)得出一個(gè)穩(wěn)定信號(hào)；以及一個(gè)控制換流器的電路，根據(jù)上述穩(wěn)定信號(hào)將發(fā)電機(jī)的輸出送至上述的直流輸電系統(tǒng)。
2.如權(quán)利要求
1敘述的一種裝置，它提供了一種方法，通過(guò)控制換流器的電路中的同步電路來(lái)檢測(cè)發(fā)電機(jī)的相位θG，以作為同步相位輸出θop。
3.權(quán)利要求
2所敘述的一種裝置，它還包括第四個(gè)帶通濾波器，用來(lái)從所說(shuō)的同步相位誤差變量Δθep中取出所說(shuō)的自然頻率fm，這第三帶通濾波器的輸出被送至換流器。
專利摘要
用來(lái)穩(wěn)定汽輪發(fā)電機(jī)軸扭轉(zhuǎn)振蕩的裝置，包括對(duì)直流電力傳輸系統(tǒng)使用的汽輪發(fā)電機(jī)交流電流進(jìn)行檢測(cè)的電流檢測(cè)器；從電流檢測(cè)器接受輸出的濾波器，它包含用來(lái)檢測(cè)次同步分量的第一帶通濾波器和檢測(cè)超同步分量的第二帶通濾波器；得出次同步分量和超同步分量中至少一個(gè)的計(jì)算電路；第三帶通濾波器；以及一個(gè)控制換流器的電路。
文檔編號(hào)H02M5/45GK87101640SQ87101640
公開(kāi)日1987年12月9日 申請(qǐng)日期1987年3月3日
發(fā)明者栗田篤, 真瀨明 申請(qǐng)人:株式會(huì)社東芝導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan