本發(fā)明涉及一種基于臨界電流控制的逆變器延時補(bǔ)償方法，屬于電力電子變換器技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

并網(wǎng)逆變器在新能源發(fā)電和分布式發(fā)電等場合具有廣泛的應(yīng)用前景。提高逆變器的開關(guān)頻率是并網(wǎng)逆變器設(shè)計的重要趨勢，提高開關(guān)頻率可以減小無源元件的體積，進(jìn)而可以提高并網(wǎng)逆變器的功率密度。然而，提高開關(guān)頻率不僅會增加開關(guān)損耗，還會帶來更嚴(yán)重的電磁干擾問題。

軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用能夠有效降低開關(guān)損耗，有助于開關(guān)頻率的提高，降低逆變器的體積，同時還能降低電磁干擾。目前的軟開關(guān)技術(shù)主要分為被動式軟開關(guān)技術(shù)和主動式軟開關(guān)技術(shù)。被動式軟開關(guān)技術(shù)主要包括無源軟開關(guān)技術(shù)和有源軟開關(guān)技術(shù)。然而被動式軟開關(guān)技術(shù)都需要額外的器件和輔助電路，不僅增加了并網(wǎng)逆變器的體積、成本和重量，還增加了控制的復(fù)雜度。而基于臨界電流控制的主動式軟開關(guān)技術(shù)可以在不增加任何額外器件和電路的情況下，通過控制逆變側(cè)電感電流在每個開關(guān)周期內(nèi)雙向流動，實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓開通，附圖1給出了主電路拓?fù)湟约霸摽刂撇呗韵碌碾姼须娏鞑ㄐ问疽鈭D。附圖1(a)為主電路拓?fù)洌慈珮蚰孀冸娐?，沒有增加任何額外器件和輔助電路。附圖1(b)為該控制策略下逆變側(cè)電感電流波形示意圖，電感電流在每個開關(guān)周期內(nèi)雙向流動，負(fù)向電流為開關(guān)管實現(xiàn)ZVS提供了條件。

為了利用軟件預(yù)測控制的靈活與方便、硬件復(fù)位控制的準(zhǔn)確性和快速性等特點，采用軟件預(yù)測控制與硬件復(fù)位控制相結(jié)合的數(shù)?；旌峡刂品绞綄崿F(xiàn)臨界電流控制策略。在電網(wǎng)電壓正半周期內(nèi)，電感電流上包絡(luò)線由軟件計算開通時間進(jìn)行控制，開關(guān)電感電流下包絡(luò)線的控制通過硬件復(fù)位實現(xiàn)，如附圖2(a)所示。因為實際控制電路和功率開關(guān)管驅(qū)動電路等非理想因素產(chǎn)生的控制延時的存在，電感電流上下包絡(luò)線與預(yù)期設(shè)定之間會有較大偏差，導(dǎo)致輸出電流發(fā)生畸變，降低了輸出電流波形質(zhì)量，如附圖2(b)所示。傳統(tǒng)的死區(qū)補(bǔ)償方式主要針對固定的開關(guān)頻率，一般忽略開關(guān)管輸出寄生電容的影響，而基于臨界電流模式的控制策略的開關(guān)頻率是變化的，而且利用電感電流在死區(qū)時間內(nèi)對寄生電容充放電實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，實際電感電流在死區(qū)時間內(nèi)有一定偏差，因此傳統(tǒng)的補(bǔ)償方式不適用于臨界電流模式控制。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是針對基于臨界電流控制的逆變器由控制延時和死區(qū)時間造成輸出并網(wǎng)電流畸變問題以及傳統(tǒng)死區(qū)補(bǔ)償方式缺陷，提供一種精確的延時和死區(qū)時間的實時補(bǔ)償方法。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的：

一種基于臨界電流控制的逆變器延時補(bǔ)償方法通過實時計算補(bǔ)償控制延時和死區(qū)時間來修正電感電流的偏差，從而解決了并網(wǎng)電流的失真和過零畸變問題。該延時補(bǔ)償方法通過采樣直流母線電壓和輸出電壓，實時計算控制延時和死區(qū)時間導(dǎo)致控制量的偏差，對硬件復(fù)位控制的電感電流復(fù)位線、軟件預(yù)測控制的開通時間進(jìn)行補(bǔ)償，從而消除電感電流的控制偏差。

本發(fā)明具有如下有益效果：

(1)不需要增加額外硬件電路，僅通過軟件實時計算實現(xiàn)延時和死區(qū)補(bǔ)償；

(2)通過延時和死區(qū)實時補(bǔ)償，改善輸出電流波形質(zhì)量，降低輸出電流的總諧波失真。

附圖說明

附圖1是主電路拓?fù)湟约盎谂R界電流控制的逆變側(cè)電感電流波形示意圖；

附圖2是采用硬件復(fù)位控制和軟件預(yù)測控制結(jié)合的數(shù)模混合控制方式以及控制延時和死區(qū)時間對電感電流和輸出電流的影響示意圖；

附圖3是硬件復(fù)位控制和軟件預(yù)測控制中開關(guān)管開關(guān)切換過程的電壓電流波形圖；

附圖4是硬件復(fù)位控制時開關(guān)管開關(guān)切換過程的模態(tài)圖；

附圖5是軟件預(yù)測控制時開關(guān)管開關(guān)切換過程的模態(tài)圖；

附圖6是延時和死區(qū)補(bǔ)償前后逆變器輸出電流和電感電流仿真波形圖，其中，附圖6(a)為未加延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ?，輸出電流THD為3.43％，附圖6(b)為加復(fù)位控制延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ?，輸出電流THD為2.98％，附圖6(c)為加預(yù)測控制與復(fù)位控制延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ?，輸出電流THD為1.12％；

附圖7是延時和死區(qū)補(bǔ)償前后逆變器在半載下輸出電流和電感電流實驗波形圖，其中，附圖7(a)為半載下未加延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ?，輸出電流THD分別為3.8％，附圖7(b)為半載下加預(yù)測控制與復(fù)位控制延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ?，輸出電流THD為1.2％；

附圖8是延時和死區(qū)補(bǔ)償前后逆變器在滿載下輸出電流和電感電流實驗波形圖，其中，附圖8(a)為滿載下未加延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ危敵鲭娏鱐HD為2.8％，附圖8(b)為滿載下加預(yù)測控制與復(fù)位控制延時和死區(qū)補(bǔ)償?shù)碾娏鞑ㄐ危敵鲭娏鱐HD為1.2％；

附圖9是基于臨界電流控制的逆變器延時補(bǔ)償方法實施流程圖

以上附圖中的符號名稱：V_dc為直流母線電壓值，V_g為電網(wǎng)電壓有效值，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄分別為全橋逆變電路的四個開關(guān)管，L_s為逆變側(cè)開關(guān)電感，C_o為輸出濾波電容，L_o為輸出濾波電感，i_Ls為逆變側(cè)開關(guān)電感電流，I_B為電感電流復(fù)位線電流值，Δi_Lower、Δi_Upper分別為硬件復(fù)位控制和軟件預(yù)測控制的電感電流控制偏差，i_o為輸出電流，CMP為高速模擬比較器輸出，PWM為開關(guān)管Q₁、Q₂對應(yīng)的PWM信號，v_GS1、v_GS2分別為開關(guān)管Q₁、Q₂的驅(qū)動信號，v_ds1、v_ds2分別為開關(guān)管Q₁、Q₂的漏源極電壓，t_dLower、t_dUpper分別為開關(guān)管Q₁、Q₂對應(yīng)的死區(qū)時間，t、t₀～t₁₄為時間。

具體實施方式

結(jié)合附圖對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明。

本發(fā)明基于臨界電流控制的逆變器延時補(bǔ)償方法根據(jù)控制延時和死區(qū)時間對電感電流、輸出電流的影響，實時計算電感電流的補(bǔ)償量，消除電感電流的控制偏差。下面分析控制延時和死區(qū)時間導(dǎo)致的電感電流控制偏差。

復(fù)位控制模態(tài)I：如附圖4(a)所示，開關(guān)管Q₂、Q₄導(dǎo)通，逆變側(cè)電感電流線性下降，主要有下面三個階段：

階段一[t₀-t₁]：t₀時刻逆變側(cè)電感電流線性下降到高速模擬比較器設(shè)定的下限復(fù)位值。經(jīng)過比較器的大信號響應(yīng)時間t_CMP后比較器輸出故障信號到PWM模塊。PWM模塊經(jīng)過故障觸發(fā)響應(yīng)時間t_FLT后復(fù)位自身時基并翻轉(zhuǎn)PWM輸出信號。

階段二[t₁-t₂]：t₁時刻PWM輸出信號翻轉(zhuǎn)。經(jīng)過驅(qū)動電路的關(guān)斷延時t_offDRV后，Q₂的驅(qū)動信號開始下降。

階段三[t₂-t₃]：經(jīng)過關(guān)斷時間t_fDRV后，t₃時刻開關(guān)管Q₂的驅(qū)動信號下降到其驅(qū)動門檻電壓v_t，開關(guān)管Q₂關(guān)斷。

模態(tài)II：如附圖4(b)所示，開關(guān)管Q₂關(guān)斷后，逆變側(cè)電感電流開始對開關(guān)管Q₁、Q₂的結(jié)電容進(jìn)行充放電，開關(guān)管Q₁、Q₂的漏源極電壓分別線性下降、線性上升：

階段四[t₃-t₄]：t₄時刻開關(guān)管Q₂的漏源極電壓上升到電網(wǎng)電壓v_g，此時逆變側(cè)電感兩端電壓為零，電感電流達(dá)到負(fù)向最大值(開關(guān)管等效結(jié)電容為C_s)。

階段五[t₄-t₅]：開關(guān)管Q₁的漏源極電壓繼續(xù)線性下降，t₅時刻漏源極電壓下降到零。

模態(tài)III：如附圖4(c)所示，開關(guān)管Q₁的漏源極電壓下降到零后，其體二極管開始導(dǎo)通：

階段六[t₅-t₆]：PWM模塊時基復(fù)位后，經(jīng)過設(shè)定的死區(qū)時間t_dLow后輸出開關(guān)管Q₁的PWM信號。

t₆-t₅＝t_dLower-t_offDRV-t_fDRV-t_ZVSLower (3)

根據(jù)模態(tài)分析可以得出，從逆變側(cè)電感電流下降至設(shè)定的下限復(fù)位值到電感電流達(dá)到負(fù)向最大值的時間就是復(fù)位控制中的延時總和，可以得出相應(yīng)的補(bǔ)償電流大?。?/p>

t_dlyLower＝t_CMP+t_FLT+t_offDRV+t_fDRV+t_CLower (4)

當(dāng)開關(guān)管的漏源極電壓下降到零，相應(yīng)的驅(qū)動信號開始上升，可以得出實現(xiàn)軟開關(guān)的最小死區(qū)大小(Δt_trnDRV為關(guān)斷延時和開通延時的差值)：

逆變側(cè)電感電流上包絡(luò)線采用預(yù)測控制的各部分延時情況與下包絡(luò)線的復(fù)位控制類似，模態(tài)圖如附圖5所示，不同的是預(yù)測控制沒有高速模擬比較器復(fù)位PWM模塊時基的延時，而且預(yù)測控制的總延時為逆變側(cè)電感電流上下包絡(luò)線對應(yīng)的時間與開關(guān)管PWM信號開通時間之間的差值：

根據(jù)公式(5)可以實時計算硬件復(fù)位控制延時和死區(qū)帶來的電感電流偏差，對電感電流復(fù)位線進(jìn)行補(bǔ)償，根據(jù)公式(7)可以實時計算軟件預(yù)測控制的延時和死區(qū)，對開通時間進(jìn)行補(bǔ)償，兩種控制方式的延時和死區(qū)補(bǔ)償能夠消除電感電流的控制偏差，改善輸出并網(wǎng)電流的波形質(zhì)量。

附圖6給出了延時和死區(qū)補(bǔ)償前后逆變器的輸出電流和電感電流仿真波形圖。在復(fù)位控制與預(yù)測控制延時和死區(qū)都不補(bǔ)償?shù)那闆r下，電感電流上下包絡(luò)線均超過預(yù)設(shè)的包絡(luò)線，輸出電流畸變嚴(yán)重，其THD高達(dá)3.43％，如附圖6(a)所示；在加復(fù)位控制延時和死區(qū)補(bǔ)償后，電感電流下復(fù)位線為預(yù)期的-1A，輸出電流THD減少為2.98％，但還有較大畸變，如附圖6(b)所示；在同時加復(fù)位控制與預(yù)測控制延時和死區(qū)補(bǔ)償后，電感電流上下包絡(luò)線均滿足預(yù)期設(shè)定，輸出電流無明顯畸變，其THD減小到1.14％，如附圖6(c)所示。

附圖7是未加補(bǔ)償前逆變器在半載和滿載運(yùn)行下的電流波形圖，可以看出實際電感電流與預(yù)設(shè)的包絡(luò)線有較大偏差，導(dǎo)致輸出電流有明顯畸變，正弦度較差，輸出電流THD高達(dá)3.8％、2.8％。附圖8是加入補(bǔ)償后逆變器在半載和滿載運(yùn)行下的電流波形圖，可以看出補(bǔ)償后的電感電流與預(yù)設(shè)的包絡(luò)線基本一致，輸出電流的畸變得到很大改善，提高了正弦度，輸出電流THD均下降至1.2％?；谂R界電流控制的逆變器延時補(bǔ)償方法能夠精確補(bǔ)償電感電流的控制偏差，大大減小輸出電流的失真和過零畸變，提高輸出電流的波形質(zhì)量。

本說明書中所描述的以上內(nèi)容僅僅是對本發(fā)明所作的舉例說明。本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對所描述的具體實施例做各種修改或補(bǔ)充或采用類似的方式替代，只要不偏離本發(fā)明說明書的內(nèi)容或者超越本權(quán)利要求書所定義的范圍，均應(yīng)屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。