本發(fā)明涉及太陽(yáng)能發(fā)電和無(wú)間斷電源等系統(tǒng)中的逆變
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體涉及一種逆變器的復(fù)合控制方法。
背景技術(shù)：
：能源互聯(lián)網(wǎng)是未來(lái)能源發(fā)展的方向，以電力網(wǎng)絡(luò)為骨干網(wǎng)架，綜合利用各種清潔能源，涵蓋燃?xì)饩W(wǎng)、熱網(wǎng)、交通網(wǎng)等各種能源網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)能源高效利用。而太陽(yáng)能的利用是能源互聯(lián)網(wǎng)的重要能量來(lái)源，太陽(yáng)能發(fā)電技術(shù)已經(jīng)越來(lái)越成熟，不僅可以用于大規(guī)模的集中式光伏發(fā)電基地，對(duì)高壓電力網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行供電，也可以用于小型分布式的能源系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)能源的就地消納。能源互聯(lián)網(wǎng)中的儲(chǔ)能系統(tǒng)也承擔(dān)著重要的角色，電池儲(chǔ)能在電力供應(yīng)多余的時(shí)候充電儲(chǔ)存電能，在電力供應(yīng)緊張的時(shí)候放能，保證系統(tǒng)的穩(wěn)定。在太陽(yáng)能利用以及電池放電過(guò)程中，都需要直流轉(zhuǎn)換交流，也就是逆變器。逆變器包括單相逆變器和三相逆變器。逆變器最基本的功能就是將直流轉(zhuǎn)換成所需要的交流電壓，并且保證總諧波(THD)足夠小，滿足負(fù)荷的需要。逆變器主要通過(guò)正弦脈寬調(diào)制技術(shù)(SPWM)實(shí)現(xiàn)。為了使逆變器的輸出達(dá)到要求，就需要一些合適的控制方法。目前逆變器的控制方法有很多種，包括一些比較經(jīng)典的控制方法比如比例積分微分控制(PID)，還有重復(fù)控制，無(wú)差拍控制，滑模變結(jié)構(gòu)控制，模糊控制等。PID是比較傳統(tǒng)的控制方法，優(yōu)點(diǎn)是設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，對(duì)于外部干擾反應(yīng)迅速，動(dòng)態(tài)性能好，魯棒性好，缺點(diǎn)是存在一定的穩(wěn)態(tài)誤差。重復(fù)控制是基于內(nèi)模原理，能夠很好的跟蹤信號(hào)，理論上實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，缺點(diǎn)是對(duì)于干擾存在一定的反應(yīng)延時(shí)，所以動(dòng)態(tài)性能并不太好。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于克服上述單獨(dú)PID控制和單獨(dú)重復(fù)控制的缺點(diǎn)，復(fù)合使用PID控制方法和重復(fù)控制方法，形成一種新的比例微分－重復(fù)控制的復(fù)合控制方法，此方法結(jié)合了兩者的優(yōu)點(diǎn)又能避免各自的缺點(diǎn)。一種逆變器的復(fù)合控制方法，復(fù)合使用PID控制和重復(fù)控制兩種既有控制方法，使逆變器的輸出達(dá)到使用要求，其特征是，包含以下步驟：S1、獲取逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，建立計(jì)算模型；S2、根據(jù)S1所得出的計(jì)算模型計(jì)算逆變器的傳遞函數(shù)P(s)；S3、根據(jù)一般PID控制原理計(jì)算系統(tǒng)負(fù)反饋誤差E(s)；S4、構(gòu)造一般負(fù)反饋PID控制器傳遞函數(shù)G(s)；S5、構(gòu)造重復(fù)控制器傳遞函數(shù)H(s)；S6、用重復(fù)控制器H(s)代替PID控制器中的積分(I)控制部分。上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，在步驟S6后，還包含：S7、對(duì)復(fù)合控制系統(tǒng)進(jìn)行穩(wěn)定性及誤差分析，并仿真驗(yàn)證。上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，所述步驟S3中，誤差函數(shù)E(s)定義為：E(s)＝Ur(s)-Uo(s)其中，Uo(s)為逆變器輸出電壓，Ur(s)為PID控制器輸入端的參考輸入電壓，是逆變器期望達(dá)到的一個(gè)輸出為常量。E(s)是PID控制器的輸入函數(shù)。上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，所述步驟S4中的PID控制器的輸入端e(t)與輸出ug(t)的關(guān)系為：其中，Kp為比例參數(shù)，Ki為積分參數(shù)，Kd為微分參數(shù)，亦即PID控制函數(shù)由比例(P)、積分(I)、微分(D)三部分組成。由此可知，PID控制器的傳遞函數(shù)的頻域表達(dá)式為：上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，所述PID控制器參數(shù)按以下步驟確定：第一步：根據(jù)實(shí)際的逆變器傳遞函數(shù)，結(jié)合PID控制器的傳遞函數(shù)G(s)推導(dǎo)出實(shí)際傳遞函數(shù)的特征方程D(s)，從中獲取主導(dǎo)極點(diǎn)；第二步：根據(jù)主導(dǎo)極點(diǎn)建立理想傳遞函數(shù)的特征方程Dr(s)，并求解；第三步：比較實(shí)際的特征方程D(s)＝0與目標(biāo)特征方程Dr(s)＝0，得到方程組，通過(guò)求解得到PID參數(shù)Kp、Ki、Kd。上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，所述步驟S5具體包括以下步驟：S51、在重復(fù)控制部分的正反饋支路上增加一個(gè)增益略小于1的低通濾波器Q(s)，傳遞函數(shù)為H’(s)，為使系統(tǒng)穩(wěn)定，必須滿足：|Q(s)|<|1+P(s)|；S52、在逆變器的前向通路上添加一個(gè)相位超前補(bǔ)償器C(s)，H’(s)相應(yīng)的修正為H(s)；相應(yīng)地，系統(tǒng)穩(wěn)定條件修正為：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|；S53、選取C(s)的參數(shù)，對(duì)照波特圖檢驗(yàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。上述的一種逆變器的復(fù)合控制方法，其中，所述步驟S7具體包含以下步驟：S71、討論誤差E(s)與干擾D(s)之間的關(guān)系；S72、根據(jù)S71得出的關(guān)系式，提取抗干擾能力的特征方程；S73、根據(jù)S72的特征方程畫出波特圖，初步驗(yàn)證系統(tǒng)穩(wěn)定性；S74、仿真驗(yàn)證系統(tǒng)穩(wěn)定性。與現(xiàn)有的單一逆變器技術(shù)相比，該復(fù)合控制能夠比PID控制器有更小的穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)與重復(fù)控制器相比，它受到較大的干擾之后，能夠更快地恢復(fù)到穩(wěn)定的狀態(tài)，并且THD也更小。附圖說(shuō)明圖1為逆變器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。圖2為逆變器的方框圖。圖3為一般PID控制系統(tǒng)方框圖。圖4為重復(fù)控制系統(tǒng)方框圖。圖5為添加相位補(bǔ)償器后的重復(fù)控制系統(tǒng)方框圖。圖6為比例微分－重復(fù)控制的復(fù)合控制系統(tǒng)方框圖。圖7為復(fù)合控制系統(tǒng)穩(wěn)定性驗(yàn)證的波特圖。圖8為加入PID控制器前后的開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖。圖9為逆變器PID控制系統(tǒng)FFT分析。圖10a為Q(s)和1+P(s)的波特圖。圖10b為Q(s)和1+P(s)*C(s)的波特圖。圖11為逆變器重復(fù)控制系統(tǒng)的輸出波形的FFT分析。圖12為復(fù)合控制系統(tǒng)的FFT分析。具體實(shí)施方式以下結(jié)合附圖，通過(guò)詳細(xì)說(shuō)明一個(gè)較佳的具體實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步闡述。本實(shí)施例通過(guò)對(duì)如圖1所示的單相逆變器網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行說(shuō)明。如圖1所示，E表示直流電壓源，在分布式系統(tǒng)里，可以是光伏太陽(yáng)能板產(chǎn)生的直流電壓源，也可以是儲(chǔ)能電池代替的直流電源。S1到S4是四個(gè)控制開關(guān)，可以是MOSFET或者IGBT，它們構(gòu)成了逆變橋。右半邊部分是LC低通濾波電路，L表示濾波電感，r表示等效的電阻，C表示濾波電容，Load表示負(fù)荷，Ui是電源E經(jīng)過(guò)逆變橋后產(chǎn)生的電壓，Uo代表逆變器的輸出電壓。開環(huán)時(shí)Ui直接由參考電壓Ur通過(guò)正弦脈寬調(diào)制技術(shù)，控制S1到S4，四個(gè)開關(guān)而產(chǎn)生，在閉環(huán)的時(shí)候，由參考電壓Ur與輸出Uo之間的誤差E(s)，通過(guò)一定的控制運(yùn)算后再通過(guò)正弦脈寬調(diào)制技術(shù)，控制S1到S4，四個(gè)開關(guān)而產(chǎn)生。輸入U(xiǎn)i與輸出Uo的在頻域的關(guān)系如下：根據(jù)對(duì)圖1的拓?fù)浞治?，?jì)算出逆變器的傳遞函數(shù)根據(jù)式(2)可以得到圖2所示的逆變器負(fù)反饋方框圖。圖中io是輸出端接了負(fù)載之后產(chǎn)生的電流，設(shè)計(jì)逆變器的時(shí)候，因?yàn)闆]有負(fù)載的時(shí)候阻尼最小，最容易振蕩，所以設(shè)計(jì)時(shí)考慮空載情況，在檢驗(yàn)?zāi)孀兤餍阅艿臅r(shí)候，突加負(fù)載電流作為系統(tǒng)干擾。如圖3所示，畫出一般PID控制器的原理框圖，圖中Ur為參考值，Uo是輸出端實(shí)際的值，P、I、D三個(gè)方框分別代表PID控制中的比例、積分、微分三個(gè)部分，P(s)代表式(2)所示的傳遞函數(shù)。圖中的系統(tǒng)負(fù)反饋誤差E(s)：E(s)＝Ur(s)-Uo(s)其中，Uo(s)為逆變器輸出電壓，Ur(s)為PID控制器輸入端的參考輸入電壓。PID控制器的輸入函數(shù)為E(s)。PID控制器的輸入端和輸出端在時(shí)域的函數(shù)關(guān)系為：其中，Kp為比例參數(shù)，Ki為積分參數(shù)，Kd為微分參數(shù)，亦即PID控制函數(shù)由比例(P)、積分(I)、微分(D)三部分組成；由此可知，PID控制器的傳遞函數(shù)的頻域表達(dá)式為：根據(jù)本實(shí)施例的具體電路關(guān)系，可以計(jì)算出輸出電壓Uo與參考電壓的Ur之間的關(guān)系式：由式(5)得到實(shí)際傳遞函數(shù)的特征方程：D(s)＝LCs3+(rC+Kd)s2+(1+Kp)s+Ki＝0(6)根據(jù)式(6)，方程有3個(gè)解，對(duì)應(yīng)的傳遞函數(shù)有三個(gè)極點(diǎn)。典型的二階系統(tǒng)一般有一對(duì)共軛極點(diǎn)，它們決定的了二階系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。對(duì)于三階系統(tǒng)，設(shè)計(jì)一對(duì)共軛極點(diǎn)，以及第三個(gè)在實(shí)軸上的極點(diǎn)，按照控制理論，如果它距離共軛極點(diǎn)足夠遠(yuǎn)，那么就可以忽略它對(duì)于系統(tǒng)的影響，而共軛極點(diǎn)決定三階系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，我們稱這一對(duì)共軛極點(diǎn)為主導(dǎo)極點(diǎn)。這一對(duì)共軛極點(diǎn)為：第三個(gè)極點(diǎn)為：s3＝-nζrωr(n＝5～10)(8)ζr是系統(tǒng)阻尼，ωr是自然振蕩頻率。所以對(duì)應(yīng)的理想系統(tǒng)傳遞函數(shù)的特征方程為：Dr(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)＝0(9)代入s1，s2，s3，得到：比較實(shí)際的特征方程D(s)＝0與目標(biāo)特征方程Dr(s)＝0，可以得到聯(lián)立的方程組，通過(guò)求解得到PID參數(shù)：將式(11)代入式(4)，得到本實(shí)施例的PID控制器傳遞函數(shù)：如圖4所示是重復(fù)控制系統(tǒng)方框圖，其傳遞函數(shù)是H’(s)。其中，e-Ts為周期延時(shí)環(huán)節(jié)，T為逆變器輸出基波的周期，為0.02s，Q(s)是增益略小于1的低通濾波器，P(s)是式(2)所示的傳遞函數(shù)。重復(fù)控制系統(tǒng)本身是一個(gè)正反饋系統(tǒng)，類似于PID控制的積分部分，在時(shí)間域?qū)φ`差進(jìn)行累加，為了利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，在正反饋的支路上添加低通濾波器Q(s)。其中，Kq是比例增益，取略小于1的常數(shù)，Tq是低通濾波器的時(shí)間常數(shù)，使得低通濾波器的截止頻率小于10倍的基波頻率。根據(jù)最小增益原理，使得系統(tǒng)穩(wěn)定的必要條件是開環(huán)增益小于1，因此可以得到：即：|Q(s)|<|1+P(s)|(15)對(duì)于一般的逆變器系統(tǒng)而言，如果只添加了上述低通濾波器Q(S)，那么通過(guò)波特圖可以看到，在中頻段，有一部分并不能滿足上述的穩(wěn)定必要條件，所以需要在逆變器的控制通路上添加一個(gè)相位補(bǔ)償器，使得在上述的穩(wěn)定條件在任何頻率段都能夠被滿足。在逆變器的前向通路上添加相位超前補(bǔ)償器C(s)：重復(fù)控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)修正為H(s)，H(s)其實(shí)也可以看作是另一種形式的比例微分控制器，一樣具有超前的相位，所以，重復(fù)控制逆變器的框圖修正為如圖5所示，根據(jù)最小增益原理得到的穩(wěn)定必要條件也變成了：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|(17)選取合適的C(s)參數(shù)，Kc取1～2之間的常數(shù)，其中ωn可取逆變器基波的7倍左右的角頻率，例如ωn＝2000，利用波特圖檢驗(yàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。如前文所述，重復(fù)控制器可以實(shí)現(xiàn)對(duì)于誤差的累加，等同于PID控制器的積分部分，所以用重復(fù)控制部分代替積分，得到復(fù)合的控制系統(tǒng)，整個(gè)系統(tǒng)的框圖如圖6所示。圖中Gpd(s)是刪除了積分(I)控制部分的PID控制器傳遞函數(shù)，d(s)是干擾噪聲。對(duì)圖6所示復(fù)合控制系統(tǒng)進(jìn)行穩(wěn)定性分析，當(dāng)系統(tǒng)遇到大的干擾之后，會(huì)產(chǎn)生較大的誤差，誤差與干擾之間的關(guān)系是：由此可知特征方程有兩個(gè)，分別為：1+P(s)Gpd(s)＝0(19)和式(19)是PID控制器(此處已修正為PD控制器)的特征方程。所以復(fù)合控制的一個(gè)必要條件是PD控制器能使系統(tǒng)穩(wěn)定，這部分在PID參數(shù)設(shè)計(jì)的時(shí)候可以實(shí)現(xiàn)。式((20)是重復(fù)控制部分的特征方程，此時(shí)的控制對(duì)象已經(jīng)從P(s)變成了所以要求此時(shí)重復(fù)控制仍然能夠滿足穩(wěn)定的必要條件為：通過(guò)代入?yún)?shù)，畫波特圖，驗(yàn)證是否滿足穩(wěn)定的必要條件。仿真驗(yàn)證的目的在于驗(yàn)證控制系統(tǒng)的效果，觀察逆變器能否在受到干擾后，經(jīng)過(guò)一定的時(shí)間后，依然實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電壓輸出，并且THD足夠小。以一個(gè)輸出幅值為220V，頻率為50Hz的單相逆變器為具體實(shí)例進(jìn)行說(shuō)明。逆變器的電路參數(shù)如表1所示：表1.逆變器電路參數(shù)將數(shù)值代入式(2)，得到逆變器的傳遞函數(shù)：令ζ＝0.707，ω＝2000rad/s，n＝10，代入式(11)，得到PID的參數(shù)：將式(23)代入式(4)，得到PID控制器的傳遞函數(shù)：畫出加入PID控制器前后的開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖，如圖8所示，實(shí)線表示P(s)，虛線表示G(s)*P(s)?？梢缘弥尤隤ID控制器后，截止頻率由1.01KHz變成了4KHz，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能更好。相位裕度由3.62°變成了82.7°，所以系統(tǒng)的穩(wěn)定性變得更好。使用MATLAB中的Simulink搭建仿真電路，設(shè)計(jì)PID控制器，添加一個(gè)整流的突變干擾，得到逆變器的輸出電壓波形圖，并使用FFT分析，得到基波幅值和諧波THD，輸出的FFT分析如圖9所示。從仿真結(jié)果可以得知，基波為219.2V，THD＝1.78％。輸出電壓的頻率為50Hz，周期為0.02s，因此重復(fù)延時(shí)累加部分為e-0.02s。將數(shù)值代入式(13)，得到累加通路的低通濾波器：通過(guò)對(duì)Q(s)和1+P(s)的波特圖的分析，如圖10a所示，可以看出1+P(s)(實(shí)線)并沒有始終在Q(s)(虛線)上方，存在相位陷落的部分。設(shè)計(jì)相位超前補(bǔ)償器C(s)：令Kc＝1.5，代入式(16)，得到：畫出Q(s)(虛線)和1+P(s)*C(s)(實(shí)線)的波特圖，如圖10b所示，可以看出加入相位補(bǔ)償之后，始終滿足重復(fù)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定條件：|Q(s)|<|1+P(s)*C(s)|。使用MATLAB中的Simulink搭建仿真電路，構(gòu)建單獨(dú)的重復(fù)控制系統(tǒng)，添加同樣的整流的突變干擾，得到逆變器的輸出電壓波形圖，并使用FFT分析，得到基波幅值和諧波THD，如圖11所示。從仿真結(jié)果可以得知，基波為219.6V，THD＝1.98％。再用波特圖，如圖7所示，驗(yàn)證加入PD控制支路之后，整個(gè)系統(tǒng)仍然滿足穩(wěn)定的條件：使用MATLAB中的Simulink搭建仿真電路，構(gòu)建PD－重復(fù)控制的復(fù)合系統(tǒng)，添加同樣的整流的突變干擾，得到逆變器的輸出電壓波形圖，并使用FFT分析，得到基波幅值和諧波THD，輸出的FFT分析如圖12所示。從仿真結(jié)果可以得知，基波為219.7V，THD＝1.16％。表2.三種控制器的仿真結(jié)果比較控制器基波穩(wěn)態(tài)誤差THDPID219.2V0.8V1.78％重復(fù)控制219.6V0.4V1.98％PD-重復(fù)控制219.7V0.3V1.16％為了說(shuō)明本發(fā)明在性能上的優(yōu)越，比較單獨(dú)的PID控制器，單獨(dú)的重復(fù)控制器和該發(fā)明的仿真結(jié)果，可以看出，本發(fā)明的復(fù)合控制相比單獨(dú)的控制結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)更小的穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)THD也更小，因?yàn)镻D可以實(shí)現(xiàn)快速的響應(yīng)，重復(fù)控制可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)誤差很小的跟蹤。但是由于重復(fù)控制具有延時(shí)一個(gè)周期的根本特性，所以該復(fù)合控制器不能像PID控制器一樣在受到干擾后的一個(gè)周期內(nèi)就實(shí)現(xiàn)新的穩(wěn)態(tài)，而需要約6個(gè)周期，但該復(fù)合控制系統(tǒng)在達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)的過(guò)程當(dāng)中，輸出的電壓誤差和THD變化幅度并不是非常大。因此本發(fā)明并不特別適用于對(duì)于反應(yīng)速度和精度要求特別高的系統(tǒng)。盡管本發(fā)明的內(nèi)容已經(jīng)通過(guò)上述優(yōu)選實(shí)施例作了詳細(xì)介紹，但應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到上述的描述不應(yīng)被認(rèn)為是對(duì)本發(fā)明的限制。在本領(lǐng)域技術(shù)人員閱讀了上述內(nèi)容后，對(duì)于本發(fā)明的多種修改和替代都將是顯而易見的。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)由所附的權(quán)利要求來(lái)限定。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3