本發(fā)明涉及一種適用于t型三電平三相逆變器中來抑制中線共模電流的方法。
背景技術:
:在分布式發(fā)電系統(tǒng)中,逆變器作為可再生能源(如光伏發(fā)電、風力發(fā)電等)與電網(wǎng)或負載連接的橋梁,其性能直接影響整個分布式發(fā)電系統(tǒng)。而分布發(fā)電系統(tǒng)中的多電平逆變器與二電平逆變器相比具有以下優(yōu)勢:(1)逆變器輸出電壓、電流諧波更小;(2)輸出電壓變化率更小;(3)輸出功率更大。因此,多電平逆變器在分布式發(fā)電系統(tǒng)得到關注和應用。在多電平逆變器中,t型三電平三相逆變器和二極管鉗位型三電平三相逆變器相比,具有以下優(yōu)勢:(1)減少6個電力二極管,從而降低系統(tǒng)成本;(2)逆變器開關頻率在5khz—30khz,t型三電平三相逆變器比二極管鉗位型三電平三相逆變器效率高。因此,t型三電平逆變器在分布式發(fā)電系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。在光伏發(fā)電系統(tǒng)中,逆變器可分為隔離型和非隔離型逆變器,而非隔離型逆變器由于效率高、體積小等優(yōu)點在分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)得到廣泛的應用。對于非隔離t型三電平三相光伏并網(wǎng)逆變器,為減少光伏并網(wǎng)逆變器共模漏電流,大部分商用逆變器通常采用將t型三電平三相逆變器輸出濾波電容的公共點連接到直流母線電容的中性點(環(huán)流中線)的方案,如附圖1所示。這樣,逆變器的一部分高頻電流將在中線上環(huán)流,大大減少逆變器輸出共模漏電流。但是,由于逆變器環(huán)流中線的存在,t型三電平三相逆變器的lc濾波器形成諧振的高頻分量也將在逆變器與環(huán)流中線上流動,影響光伏并網(wǎng)逆變器逆變側電流和環(huán)流中線電流,導致光伏并網(wǎng)逆變器輸出逆變側電流和環(huán)流中線上包含lc濾波器的諧振電流。因此,若不加控制,環(huán)流中線的高頻電流以及逆變側電流高頻成分均將增加。對于目前大部分商用光伏并網(wǎng)逆變器沒有考慮抑制lc濾波器的諧振電流,主要原因在于lc濾波器的諧振電流主要在逆變器側和環(huán)流中線上環(huán)流,不在逆變器網(wǎng)側流(不會流入電網(wǎng))。由此可見,為抑制t型三電平三相并網(wǎng)逆變器環(huán)流中線高頻電流和逆變器逆變側諧振高頻電流,發(fā)明一種抑制t型三電平三相光伏并網(wǎng)逆變器環(huán)流中線電流,提高t型三電平三相光伏并網(wǎng)逆變器性能的方法,在分布式發(fā)電系統(tǒng)有很好的應用前景。技術實現(xiàn)要素:本發(fā)明的目的是提供一種能夠抑制并網(wǎng)逆變器的中線共模電流,以提高逆變器性能的t型三電平三相逆變器抑制中線共模電流的方法。為達到上述目的,本發(fā)明采用的技術方案是:一種t型三電平三相逆變器抑制中線共模電流的方法,應用于采用spwm調(diào)制且逆變側輸出三相電流信號ia、ib、ic的t型三電平三相逆變器中,所述t型三電平三相逆變器的輸出經(jīng)lc濾波器連接至電網(wǎng),所述t型三電平三相逆變器抑制中線共模電流的方法為:采用作為調(diào)制所述t型三電平三相逆變器的調(diào)制信號;其中,分別為用于調(diào)制所述t型三電平三相逆變器的三相調(diào)制信號,varef、vbref、vcref分別為三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號,voffset為所述三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號的三次諧波偏置信號,voffset_lc為具有抑制所述lc濾波器的諧振電流注入到所述調(diào)制信號的電壓偏置信號,voffset_lc=kfia_high,kf為電流到電壓的轉換系數(shù),ia_high為所述t型三電平三相逆變器的逆變側輸出電流ia的高頻分量。所述t型三電平三相逆變器的逆變側輸出電流ia經(jīng)低通濾波器而得到其低頻電流ia_low,則ia_high=ia-ia_low。其中,ωf為所述低通濾波器的截止頻率,s為拉氏變換算子。voffset=-(max(varef,vbref,vcref)+min(varef,vbref,vcref))/2。所述t型三電平三相逆變器的逆變側輸出的三相電流信號ia、ib、ic分別經(jīng)坐標變換而對應轉換為dq坐標系下的直流分量id、iq,所述三相電流信號各自對應的直流分量id、iq分別與給定值比較后,再通過比例積分調(diào)節(jié)器后輸出調(diào)節(jié)輸出量,所述調(diào)節(jié)輸出量經(jīng)過坐標變換后得到三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號varef、vbref、vcref。坐標變換時通過鎖相環(huán)而獲取所述電網(wǎng)的空間角度角。所述t型三電平三相逆變器采用電網(wǎng)電壓定向矢量控制方式。由于上述技術方案運用,本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比具有下列優(yōu)點:本發(fā)明的方法能夠?qū)崿F(xiàn)有效抑制環(huán)流中線和逆變器逆變側電流中包含的lc濾波器諧振,減少逆變器共模漏電流,提高逆變器性能。附圖說明附圖1為分布式發(fā)電逆變系統(tǒng)中l(wèi)c濾波器的諧振電流流通回路示意圖。附圖2為分布式發(fā)電逆變系統(tǒng)的結構示意圖。附圖3為三相并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)電壓定向抑制環(huán)流中線共模電流矢量控制方法示意圖。附圖4為基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制系統(tǒng)矢量圖。附圖5為三相并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)仿真波形圖;(a)傳統(tǒng)方法環(huán)流中線電流;(b)本發(fā)明方法環(huán)流中線電流了;(c)傳統(tǒng)方法逆變側三相電流;(d)本發(fā)明方法逆變側三相電流;(e)傳統(tǒng)方法電網(wǎng)側三相電流;(f)本發(fā)明方法電網(wǎng)側三相電流。具體實施方式下面結合附圖所示的實施例對本發(fā)明作進一步描述。實施例一:參見附圖2所示,分布式發(fā)電逆變系統(tǒng)由分布式可再生能源、t型三電平三相逆變器、lc濾波器、電網(wǎng)等構成。本實施例中,該分布式發(fā)電逆變系統(tǒng)為光伏發(fā)電逆變系統(tǒng),其中的分布式可再生能源為光伏陣列,在附圖2中由直流電源edc和直流輸入電阻rdc等效。t型三電平三相逆變器根據(jù)光伏陣列輸入的功率,實現(xiàn)有功功率和無功功率控制,lc濾波器濾除逆變器輸出電流高頻分量,t型三電平三相逆變器的輸出經(jīng)lc濾波器連接至電網(wǎng)。在附圖2中,uan、ubn、ucn為t型三電平三相并網(wǎng)逆變器輸出的三相電壓,ea、eb、ec為三相電網(wǎng)電壓,ia、ib、ic是t型三電平三相逆變器的逆變側輸出的三相輸出電流,l為濾波電感,c為濾波電容。t型三電平三相逆變器輸出濾波電容c的公共點連接到直流母線電容的中性點。上述t型三電平三相逆變器采用spwm調(diào)制。為提高直流母線電壓利用率,通常在常規(guī)正弦波脈沖寬度調(diào)制(sinusoidpulsewidthmodulation,spwm)加入三次諧波。加入三次諧波之后逆變器的調(diào)制信號為:其中,varef、vbref、vcref分別為三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號,voffset為三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號的三次諧波偏置信號,三次諧波偏置信號voffset表示為:voffset=-(max(varef,vbref,vcref)+min(varef,vbref,vcref))/2(2)其中,max函數(shù)取變量的最大值,其中min函數(shù)取變量的最小值。為抑制lc濾波器諧振電流在環(huán)流中線上流,將t型三電平三相逆變器產(chǎn)生諧振電流與其抵消。先將t型三電平三相并網(wǎng)逆變器的逆變側電流ia經(jīng)過一個低通濾波器得到逆變器a相電流的低頻電流ia_low,其可示為:其中ωf為低通濾波器的截止頻率,在本系統(tǒng)中ωf選取為ωf=314.15rad/s;s為拉氏變換算子。則三電平三相逆變側電流ia的高頻分量電流ia_high為:ia_high=ia-ia_low(4)則具有抑制lc濾波器的諧振電流注入到調(diào)制信號的電壓偏置信號為:voffset_lc=kfia_high(5)其中kf為電流到電壓轉換系數(shù),在本發(fā)明系統(tǒng)中kf=4。從而采用以下具有抑制環(huán)流中線共模電流的調(diào)制信號作為調(diào)制t型三電平三相逆變器的調(diào)制信號:其中,分別為用于調(diào)制t型三電平三相逆變器的三相調(diào)制信號,varef、vbref、vcref分別為三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號,voffset為三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號的三次諧波偏置信號,voffset_lc為具有抑制lc濾波器的諧振電流注入到調(diào)制信號的電壓偏置信號?;谝陨峡刂品椒ǖ娜嗖⒕W(wǎng)逆變器電網(wǎng)電壓定向抑制環(huán)流中線共模電流矢量控制方法示意圖如附圖3所示。t型三電平三相逆變器的逆變側輸出的三相電流信號ia、ib、ic分別經(jīng)坐標變換(abc/αβ/dq變換)而對應轉換為dq坐標系下的直流分量id、iq,三相電流信號各自對應的直流分量id、iq分別與給定值(給定值根據(jù)功率的大小自由給定,如本系統(tǒng)給定為)比較后,再通過比例積分(proportionalintegral,pi)調(diào)節(jié)器后輸出調(diào)節(jié)輸出量,調(diào)節(jié)輸出量經(jīng)過坐標變換(dq/αβ/abc變換)后得到三相常規(guī)正弦波脈沖調(diào)制信號varef、vbref、vcref。為了獲取電網(wǎng)的空間角度角,坐標變換時通過鎖相環(huán)(phaselockedloop,pll)而獲取電網(wǎng)的空間角度角。而為抑制環(huán)流中線共模電流,逆變側相電流ia經(jīng)過濾波和變換得到voffset_lc,進而得到所需的,三相調(diào)制信號為實現(xiàn)t型三電平三相并網(wǎng)逆變器有功功率和無功功率獨立控制,三電平三相逆變器采用電網(wǎng)電壓定向矢量控制方式。電網(wǎng)電壓定向的矢量控制(voltageorientedcontrol,voc)方式是指dq同步旋轉坐標系與三相電網(wǎng)電壓空間矢量同步旋轉,且dq旋轉坐標系的d軸與電壓矢量重合?;陔娋W(wǎng)電壓定向的矢量控制系統(tǒng)矢量圖如圖4所示。由圖4可知,三相電網(wǎng)電壓矢量在dq旋轉坐標系d軸上的分量在q軸上的分量eq=0。根據(jù)瞬時功率理論,三相并網(wǎng)逆變器輸出瞬時有功功率p和瞬時無功功率q分別為:其中ed、eq為電網(wǎng)電壓在dq旋轉坐標系d軸分量和q軸分量;id、iq為三相并網(wǎng)逆變器輸出電流在dq旋轉坐標系d軸分量和q軸分量。將電網(wǎng)電壓定在d軸上面,則聯(lián)合式(7)和式(8)可得:由式(9)可知,系統(tǒng)的瞬時有功功率p與逆變輸出電流在d軸上的分量id成正比,而瞬時無功功率q則與輸出電流在q軸上的分量iq成正比。因此,通過id與iq的控制,就可以分別控制系統(tǒng)的瞬時有功、無功功率。為了驗證上述所發(fā)明的方法的正確性和有效性,按圖3的控制方法對所發(fā)明方法和傳統(tǒng)方法進行對比仿真。系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1。表1仿真參數(shù)額定功率p=10kw濾波電感l(wèi)=1.3mh濾波電容c=4.7μf母線濾波電容c1=3000uf逆變器開關頻率fs=20khz直流輸入edc=650v直流輸入電阻rdc=1ω電網(wǎng)電壓頻率fg=50hz電網(wǎng)電壓有效值erms=220v為實現(xiàn)功率因數(shù)為1逆變,有功功率電流給定無功功率電流給定圖5為環(huán)流中線電流、逆變器輸出逆變側三相電流和電網(wǎng)側三相電流。圖5(a)、(c)、(e)采用傳統(tǒng)方法,而圖5(b)、(d)、(f)為所發(fā)明方法。從圖5的仿真波形看出:(1)所發(fā)明方法環(huán)流中線電流icm的最大值為5a,而傳統(tǒng)方法中線電流icm的最大值為9a,所發(fā)明方法輸出環(huán)流中線電流明顯小于傳統(tǒng)方法;(2)所發(fā)明方法輸出逆變側電流波形質(zhì)量優(yōu)于傳統(tǒng)方法,傳統(tǒng)方法逆變側電流明顯包含lc濾波器高頻諧振電流;(3)發(fā)明方法和傳統(tǒng)方法逆變器網(wǎng)側電流基本相同。從圖5對比仿真波形看出:所發(fā)明方法不增加任何硬件基礎上,實現(xiàn)有效抑制環(huán)流中線和逆變器逆變側電流lc濾波器諧振,提高逆變器性能。在光伏發(fā)電系統(tǒng)有很好的應用價值。發(fā)明提供了一種抑制t型三電平三相光伏并網(wǎng)逆變器lc濾波器的諧振電流、抑制中線共模電流的方法,大大減少了逆變器中線共模電流高頻分量,并應用于t型三電平三相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng),提高了t型三電平三相光伏并網(wǎng)逆變器性能、提高光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的性能。上述實施例只為說明本發(fā)明的技術構思及特點,其目的在于讓熟悉此項技術的人士能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)以實施,并不能以此限制本發(fā)明的保護范圍。凡根據(jù)本發(fā)明精神實質(zhì)所作的等效變化或修飾,都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。當前第1頁12