本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)領(lǐng)域，更為具體地講，涉及一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法。

背景技術(shù)：

近年來(lái)，三電平逆變器得到了快速的發(fā)展，主要應(yīng)用在三電平逆變器上的調(diào)制策略有正弦脈沖寬度調(diào)制(SPWM)、空間矢量脈沖寬度調(diào)制(SVPWM)、不連續(xù)脈沖寬度調(diào)制(DPWM)等。在SPWM和SVPWM中，開(kāi)關(guān)管在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期都在動(dòng)作，因此產(chǎn)生了非常大開(kāi)關(guān)損耗。雖然DPWM可以在一定程度上鉗位開(kāi)關(guān)管輸出電平，使得開(kāi)關(guān)損耗減小，但DPWM有很多類(lèi)別的調(diào)制策略，這些策略在特定的調(diào)制比和功率因數(shù)角范圍內(nèi)能夠較好的減小開(kāi)關(guān)損耗，但是對(duì)所有的調(diào)制比和功率因數(shù)角范圍內(nèi)效果就不理想。本專(zhuān)利從開(kāi)關(guān)損耗產(chǎn)生的原理出發(fā)，通過(guò)鉗位最大電流相的調(diào)制波，從而最大程度的減小開(kāi)關(guān)損耗。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法，根據(jù)網(wǎng)側(cè)電流絕對(duì)值大小關(guān)系和電壓矢量所處的區(qū)域來(lái)調(diào)節(jié)共模電壓系數(shù)以實(shí)現(xiàn)基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略，本發(fā)明可以最大程度的減小三電平逆變器開(kāi)關(guān)損耗。

為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法，其特征在于，包括以下步驟：

(1)、通過(guò)電壓電流傳感器獲取交流側(cè)電壓U_x(x＝a,b,c)、交流側(cè)電流i_x(x＝a,b,c)、直流側(cè)總電壓U_dc；

(2)、結(jié)合交流側(cè)電流i_x、交流側(cè)電壓U_x通過(guò)電壓、電流控制得到三相電壓控制信號(hào)u_x(x＝a,b,c)；

(2.1)、對(duì)交流側(cè)電流i_x、交流側(cè)電壓U_x變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度；

(2.2)、采用PI控制方法得到兩相電壓控制信號(hào)u_q、u_d，其控制方程如下：

其中，K_iP、K_iL為比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益，為電流指令值，L是濾波器電感值；

(2.3)、將步驟(2.2)中得到的兩相電壓控制信號(hào)u_q、u_d轉(zhuǎn)換成三相電壓控制信號(hào)u_x，其公式為：

其中，β＝arctan(-U_d/U_q)；定義m為三電平逆變器的調(diào)制比，其表達(dá)式為

(3)、根據(jù)三相電壓控制信號(hào)u_x，結(jié)合調(diào)制比m，直流側(cè)總電壓U_dc，同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度θ，交流側(cè)電流i_x，采用基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略，計(jì)算出等效調(diào)制波u_mx(x＝a,b,c)；

(4)、結(jié)合等效調(diào)制波u_mx，使用雙三角載波比較方法產(chǎn)生IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；

(4.1)、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx大于正三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)P；

(4.2)、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx大于正三角載波小于負(fù)三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)O；

(4.3)、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx小于負(fù)三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)N。

其中，所述的步驟(3)中，利用基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略計(jì)算等效調(diào)制波的方法為：

(2.1)、對(duì)求得的三相電壓控制信號(hào)u_x進(jìn)行第一次的共模電壓注入，第一次注入的共模電壓為：

其中，MAX為求最大值運(yùn)算符，MIN為求最小值運(yùn)算符，k₁為第一次共模電壓注入系數(shù)；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相電壓控制信號(hào)，其表達(dá)式為：

(2.2)、將上式進(jìn)行如下式所示的數(shù)值變換：

其中，MOD為求余運(yùn)算；

(2.3)、對(duì)上式中的三相電壓控制信號(hào)u_x進(jìn)行第二次的共模電壓注入，第二次注入的共模電壓為：

其中，k₂為第二次共模電壓注入系數(shù)；

(2.4)、將三相電壓控制信號(hào)u_x，以及第一次注入的共模電壓u_z1和第二次注入的共模電壓u_z2的對(duì)應(yīng)相求和，得到統(tǒng)一不連續(xù)調(diào)制策略的等效調(diào)制波u_ma、u_mb和u_mc；

進(jìn)一步的，所述的共模電壓系數(shù)k₁和共模電壓系數(shù)k₂的選取方法為：

(3.1)、確定電壓矢量所屬區(qū)域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

其中，Zone表示電壓矢量所在區(qū)域，Zone的取值為[1,12]，分別代表電壓矢量所在的12個(gè)區(qū)域；FLOOR為向正無(wú)窮取整運(yùn)算，MOD為求余運(yùn)算，θ為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度；

(3.2)、當(dāng)調(diào)制比大于預(yù)設(shè)閾值T時(shí)，k₁、k₂的值與電壓矢量所在區(qū)域以及交流側(cè)電流絕對(duì)值大小有如下關(guān)系：

(3.2.1)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_a|＞|i_b|＞|i_c|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1或2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝3或4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝5,6,7或8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝9或10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.2)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_a|＞|i_c|＞|i_b|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1或2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝3或4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝5,6,7或8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝9或10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.2.3)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_c|＞|i_a|＞|i_b|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1,2,3或4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝5或6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝7,8,9或10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

(3.2.4)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_c|＞|i_b|＞|i_a|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1,2,3或4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝5或6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝7,8,9或10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

(3.2.5)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_b|＞|i_c|＞|i_a|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1或2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝3,4,5或6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝7或8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝9,10,11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

(3.2.6)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_b|＞|i_a|＞|i_c|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1或2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝3,4,5或6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝7或8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝9,10,11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

(3.3)、當(dāng)調(diào)制比小于預(yù)設(shè)閾值T時(shí)，k₁、k₂的值與電壓矢量所在區(qū)域以及交流側(cè)電流絕對(duì)值大小有如下關(guān)系：

(3.3.1)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_a|＞|i_b|＞|i_c|或者|i_a|＞|i_c|＞|i_b|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1或2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝3時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝5,6,7或8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝9時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

(3.3.2)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_c|＞|i_a|＞|i_b|或者|i_c|＞|i_b|＞|i_a|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1,2,3或4時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝5時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝7,8,9或10時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝11時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

(3.3.3)、當(dāng)三相電流絕對(duì)值大小關(guān)系為|i_b|＞|i_c|＞|i_a|或者|i_b|＞|i_a|＞|i_c|時(shí)：

當(dāng)Zone＝1時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝2時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝3,4,5或6時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝1，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝7時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝0；

當(dāng)Zone＝8時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0.5，k₂＝1；

當(dāng)Zone＝9,10,11或12時(shí)，共模電壓系數(shù)取值為k₁＝0，k₂＝0。

本發(fā)明的發(fā)明目的是這樣實(shí)現(xiàn)的：

本發(fā)明一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法，先根據(jù)傳感器采集的交流側(cè)電壓、交流側(cè)電流、直流側(cè)總電壓數(shù)據(jù)，然后根據(jù)電流關(guān)系和電壓矢量所處的區(qū)域選取共模電壓系數(shù)k₁和共模電壓系數(shù)k₂，并計(jì)算出基于最大電流相調(diào)制波鉗位的等效調(diào)制波，最后采用雙三角載波比較方法產(chǎn)生IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；在本發(fā)明中結(jié)合了基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略，雙三角載波比較方法實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)損耗最小的方法。

附圖說(shuō)明

圖1一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法框圖；

圖2基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略框圖；

圖3調(diào)制比0.8，功率因數(shù)角0°時(shí)仿真結(jié)果圖；

圖4調(diào)制比0.4，功率因數(shù)角30°時(shí)仿真結(jié)果圖；

圖5一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法的平均開(kāi)關(guān)損耗系數(shù)(SLF)三維曲面圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行描述，以便本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當(dāng)已知功能和設(shè)計(jì)的詳細(xì)描述也許會(huì)淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時(shí)，這些描述在這里將被忽略。

實(shí)施例

為了方便描述，先對(duì)具體實(shí)施方式中出現(xiàn)的相關(guān)專(zhuān)業(yè)術(shù)語(yǔ)進(jìn)行說(shuō)明：

PWM(Pulse Width Modulation)：脈沖寬度調(diào)制；

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)：絕緣柵雙極型晶體管；

圖1是本發(fā)明一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法的框圖。

在本實(shí)施例中，結(jié)合如圖1所示的一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法框圖，對(duì)三電平最小開(kāi)關(guān)損耗方法進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明，具體包括以下步驟：

S1、通過(guò)電壓電流傳感器獲取交流側(cè)電壓U_x(x＝a,b,c)、交流側(cè)電流i_x(x＝a,b,c)、直流側(cè)總電壓U_dc的實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)。

S2、結(jié)合交流側(cè)電流i_x、交流側(cè)電壓U_x通過(guò)電壓、電流控制得到三相電壓控制信號(hào)u_x(x＝a,b,c)；

S2.1、對(duì)交流側(cè)電流i_x、交流側(cè)電壓U_x變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d,q)上，其公式如下：

其中，θ為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度；

S2.2、采用PI控制方法得到兩相電壓控制信號(hào)u_q、u_d，其控制方程如下：

本實(shí)施例中，比例調(diào)節(jié)增益K_iP＝0.8，積分調(diào)節(jié)增益K_iI＝10；電流指令值根據(jù)需要的網(wǎng)側(cè)電流大小和功率因數(shù)來(lái)確定，例如在網(wǎng)側(cè)電流為10A功率因數(shù)30°時(shí)，電流指令為L(zhǎng)CL濾波器電感值L＝1.4mH；

S2.3、將步驟S2.2中得到的兩相電壓控制信號(hào)u_q、u_d轉(zhuǎn)換成三相電壓控制信號(hào)u_x，其公式為：

式中β＝arctan(-U_d/U_q)，三電平逆變器直流母線(xiàn)電壓U_dc＝300V，u_q＝138.6V，u_d＝0V則U_m＝138.6V，m＝0.8。

S3、根據(jù)三相電壓控制信號(hào)u_x，結(jié)合調(diào)制比m，直流側(cè)總電壓U_dc，同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度θ，交流側(cè)電流i_x，采用基于最大電流相調(diào)制波鉗位的策略，計(jì)算出等效調(diào)制波u_mx(x＝a,b,c)，其框圖如圖2所示；

S3.1、對(duì)求得的三相電壓控制信號(hào)u_x進(jìn)行第一次的共模電壓注入，第一次注入的共模電壓為：

其中，MAX為求最大值運(yùn)算符，MIN為求最小值運(yùn)算符，k₁為第一次共模電壓注入系數(shù)；用u_az、u_bz和u_cz表示注入u_z1后的三相電壓控制信號(hào)，其表達(dá)式為：

S3.2、將上式進(jìn)行如下式所示的數(shù)值變換：

其中，MOD為求余運(yùn)算；

S3.3、對(duì)上式中的三相電壓控制信號(hào)u_x進(jìn)行第二次的共模電壓注入，第二次注入的共模電壓為：

其中，k₂為第二次共模電壓注入系數(shù)；

S3.4、將三相電壓控制信號(hào)u_x，以及第一次注入的共模電壓u_z1和第二次注入的共模電壓u_z2的對(duì)應(yīng)相求和，得到統(tǒng)一不連續(xù)調(diào)制策略的等效調(diào)制波u_ma、u_mb和u_mc；

其中，共模電壓系數(shù)k₁和共模電壓系數(shù)k₂的選取方法為：

(1)、確定電壓矢量所屬區(qū)域，其公式如下：

Zone＝FLOOR((θMOD360°)/30°)+1

式中，Zone表示電壓矢量所在區(qū)域，Zone的取值為[1,12]，分別代表電壓矢量所在的12個(gè)區(qū)域；FLOOR為向正無(wú)窮取整運(yùn)算，MOD為求余運(yùn)算，θ為同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)q軸的旋轉(zhuǎn)角度；

(2)、當(dāng)調(diào)制比大于0.5774時(shí)，根據(jù)電壓矢量所在區(qū)域以及交流側(cè)電流絕對(duì)值大小關(guān)系查詢(xún)表1得到k₁、k₂的值。

表1

(3)、當(dāng)調(diào)制比小于0.5774時(shí)，根據(jù)電壓矢量所在區(qū)域以及交流側(cè)電流絕對(duì)值大小關(guān)系查詢(xún)表2得到k₁、k₂的值。

表2

S4、結(jié)合等效調(diào)制波u_mx，使用雙三角載波比較方法產(chǎn)生IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；

S4.1、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx大于正三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)P；

S4.2、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx大于正三角載波小于負(fù)三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)O；

S4.3、比較同一時(shí)刻，等效調(diào)制波u_mx與雙三角載波的幅值大小，當(dāng)u_mx小于負(fù)三角載波時(shí)，輸出該狀態(tài)下x相對(duì)應(yīng)的IGBT的PWM信號(hào)N。

模型仿真

圖3是在調(diào)制比0.8，功率因數(shù)角0°時(shí)仿真結(jié)果圖，其中第一幅子圖為統(tǒng)一不連續(xù)調(diào)制策略等效調(diào)制波u_ma，第二幅子圖為第一次共模電壓注入系數(shù)k₁，第三幅子圖為第二次共模電壓注入系數(shù)k₂，第四幅子圖為A相IGBT輸出電壓k、U_ao，第五幅子圖為逆變器A相輸出電流i_a。

圖4是在調(diào)制比0.4，功率因數(shù)角30°時(shí)仿真結(jié)果圖，其中第一幅子圖為統(tǒng)一不連續(xù)調(diào)制策略等效調(diào)制波u_ma，第二幅子圖為第一次共模電壓注入系數(shù)k₁，第三幅子圖為第二次共模電壓注入系數(shù)k₂，第四幅子圖為A相IGBT輸出電壓k、U_ao，第五幅子圖為逆變器A相輸出電流i_a。

定義三電平逆變器的平均開(kāi)關(guān)損耗系數(shù)SLF(Switch Loss Factor)作為功率開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗大小的統(tǒng)一評(píng)價(jià)系數(shù)，如下式所示：

式中P_sw表示待評(píng)價(jià)的調(diào)制方法在一個(gè)電壓基波周期內(nèi)開(kāi)關(guān)損耗的平均值，P_sw-SVPWM表示SVPWM在一個(gè)電壓基波周期內(nèi)開(kāi)關(guān)損耗的平均值。其表達(dá)式如下：

式中，f_ix(θ)為第x相的開(kāi)關(guān)電流函數(shù)，當(dāng)該相橋臂有電路狀態(tài)切換時(shí)其等于相電流的絕對(duì)值，而當(dāng)該相橋臂有電路狀態(tài)無(wú)切換時(shí)其等于0；t_on和t_off表示功率開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通過(guò)程和關(guān)斷過(guò)程所持續(xù)的時(shí)間；T_s表示開(kāi)關(guān)周期；I_m表示交流側(cè)電流的幅值。

圖5是在調(diào)制比范圍0.1～1，功率因數(shù)角范圍-90°～90°的條件下，繪制的本專(zhuān)利提出的一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法的平均開(kāi)關(guān)損耗系數(shù)SLF的三維曲面圖。從圖中可以看出本專(zhuān)利提出方法在大部分區(qū)域SLF系數(shù)都是在0.5附近，只有在高調(diào)制比且功率因數(shù)接近±90°時(shí)SLF系數(shù)才略有升高，其最大值也不超過(guò)0.65。

本專(zhuān)利提出的一種三電平逆變器的最小開(kāi)關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)方法與傳統(tǒng)DPWM方法的SLF系數(shù)對(duì)比，如表3如下：

表3

盡管上面對(duì)本發(fā)明說(shuō)明性的具體實(shí)施方式進(jìn)行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于具體實(shí)施方式的范圍，對(duì)本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見(jiàn)的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護(hù)之列。