本發(fā)明屬于電機調速控制技術領域，尤其涉及一種考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法。

背景技術：

在工業(yè)發(fā)展的技術創(chuàng)新中，電機驅動具有極其重要的地位，因為未來的驅動方式必須具有更強的穩(wěn)定性和更好的控制效果等特點。異步電機以其廉價、結構簡單、高可靠性以及耐用性的優(yōu)點，使其在工業(yè)生產(chǎn)中被廣泛應用。然而異步電機的動態(tài)模型是一個高階非線性強耦合的系統(tǒng)，如何實現(xiàn)對異步電機的有效控制是一個難題。為滿足實際應用的要求，提出了模糊邏輯控制、反步法控制和滑?？刂频然诂F(xiàn)代控制理論的控制策略。

反步法是一種用于控制不確定性、非線性系統(tǒng)的方法，尤其是用于控制不滿足給定條件的系統(tǒng)。將反步法運用在異步電機系統(tǒng)中，使用虛擬控制變量來使異步電機的高階系統(tǒng)簡單化，最終的輸出結果可以通過合適的Lyapunov方程來自動的得到。然而，傳統(tǒng)反步控制中對虛擬控制函數(shù)進行連續(xù)求導，容易引起“計算爆炸”問題。

有限時間(Finite-time)是一種簡單易用、有效的控制方法。

從控制系統(tǒng)時間優(yōu)化的角度來看，使閉環(huán)系統(tǒng)有限時間收斂的控制方法是時間極優(yōu)的控制方法。有限時間穩(wěn)定是指在一個有限的時間區(qū)間內(nèi)，系統(tǒng)的狀態(tài)軌線始終保持在預先給定的界限內(nèi)。有限時間穩(wěn)定對控制系統(tǒng)本身的條件更低，在現(xiàn)實條件中運用更加廣泛，更符合實際需要。除了收斂性能極優(yōu)的優(yōu)點外，和無限時間控制技術(指數(shù)收斂或一般其他的漸近收斂)相比，在對具有不確定參數(shù)和外部擾動干擾情況下的系統(tǒng)進行控制時，有限時間穩(wěn)定系統(tǒng)在原點附近具有更快的收斂性，并具有更好的魯棒性和抗干擾性。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提出一種考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法，該方法能夠克服參數(shù)未知以及負載變化的影響，以實現(xiàn)更加有效的位置跟蹤控制。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術方案：

考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法，包括如下步驟：

a.建立異步電機的動態(tài)數(shù)學模型

在同步旋轉d-q坐標下異步電機的動態(tài)數(shù)學模型可表示為：

其中，ω為異步電機轉子的角速度、L_m為互感、n_p為極對數(shù)、J為轉動慣量、Θ為異步電機轉子角度、T_L為負載轉矩、ψ_d為轉子磁鏈、i_q為q軸定子電流、i_d為d軸定子電流、u_q為異步電機q軸定子電壓、u_d為異步電機d軸定子電壓、L_s為定子漏感、R_s為異步電機定子等效電阻、L_r為轉子漏感、R_r為異步電機轉子等效電阻；

為簡化異步電機的動態(tài)數(shù)學模型，定義新的變量：

則異步電機的動態(tài)數(shù)學模型可表示為：

b.根據(jù)命令濾波技術和有限時間原理，設計一種考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法；假設f(Z)在緊集Ω_Z中是一個連續(xù)的函數(shù)，對于任意的常數(shù)ε＞0，總是有一個模糊邏輯系統(tǒng)Φ^TP(Z)滿足：

式中，輸入向量q是模糊輸入維數(shù)，R^q為實數(shù)向量集；

Φ＝[Φ₁,Φ₂,...,Φ_l]^T∈R^l是模糊權向量，模糊節(jié)點數(shù)l＞1，R^l為實數(shù)向量集；

P(Z)＝[p₁(Z),p₂(Z),...,p_l(Z)]^T∈R^l為基函數(shù)向量；

通常選取基函數(shù)p_w(Z)為如下的高斯函數(shù)：

其中，μ_w＝[μ_w1,...,μ_wq]^T是Gaussian函數(shù)分布曲線的中心位置，而η_w則為其寬度；

定義有限時間命令濾波器為：

其中，均為命令濾波器的輸出信號，α_u為命令濾波器的輸入信號，v_u為補償后的跟蹤誤差信號，u＝1,2,3，常數(shù)R₁＞0，常數(shù)R₂＞0；如果命令濾波器的輸入信號α_u對于所有的t≥0，使得以及成立，其中，ρ₁和ρ₂均為正常數(shù)；同時則可得出，對任意的常數(shù)κ＞0，使得和是有界的；那么在有限時間中對于v₁和將有以下不等式成立：

其中，常數(shù)均大于0，且取決于二階微分方程的設計參數(shù)，常數(shù)、均大于0；

u_q和u_d表示異步電機驅動系統(tǒng)的非對稱飽和非線性輸入，由于u_q和u_d的基本特性相同，為表述方便定義u代指u_q和u_d；根據(jù)u的特性，u可描述為：

式中，sat(w)表示輸入飽和函數(shù)，u_min和u_max分別表已知定子輸入電壓的最小值和最大值，u_max＞0和u_min＜0是未知的輸入飽和常數(shù)，w是飽和非線性的輸入信號；

利用g(w)來近似飽和函數(shù)，定義為：

sat(w)表示為u＝sat(w)＝g(w)+d(w)；

其中，d(w)是一個有界函數(shù)，

定義系統(tǒng)跟蹤誤差變量為：

定義x_1d為期望的速度信號，x_4d為期望的轉子磁鏈信號；虛擬控制信號α₁,α₂,α₃為命令濾波器的輸入信號；x_1,c,x_2,c,x_3,c為命令濾波器的輸出信號；

c.定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₁＝z₁-ξ₁；選取李雅普諾夫控制函數(shù)如下：對V₁求導可得：

選取虛擬控制信號：

其中，常數(shù)k₁＞0，常數(shù)s₁＞0，常數(shù)γ的取值范圍為：0＜γ＜1；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₁＞0；

按照公式(5)、公式(6)將公式(4)改寫為：

d.在步驟c之后出現(xiàn)了非線性項，采用有限時間控制法，并通過模糊邏輯系統(tǒng)逼近非線性函數(shù)，其包括如下步驟：

d.1根據(jù)微分方程對z₂求導得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：同時選取Lyapunov函數(shù)：對V₁求導得：

由于實際系統(tǒng)中負載不可能無窮大，假定0≤T_L≤d，常數(shù)d＞0；

根據(jù)楊氏不等式可得：其中，ε₁為任意小的正常數(shù)；則：

其中，

由萬能逼近定理得，對于任意小的正數(shù)ε₂≥0存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中δ₂(Z₂)表示逼近誤差，并滿足不等式|δ₂(Z₂)|≤ε₂，從而有：

其中，||Φ₂||是Φ₂的范數(shù)，常數(shù)h₂＞0；

選取虛擬控制信號：

其中，常數(shù)k₂＞0，常數(shù)s₂＞0；和分別是未知常量θ₁和J的估計值；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₂＞0；

按照公式(10)、公式(11)和公式(12)，將公式(9)改寫為：

d.2根據(jù)微分方程對z₂求導得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₃＝z₃，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₃求導得：

其中，

同樣，由萬能逼近定理，對于任意小的正數(shù)ε₃＞0，存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中，δ₃(Z₃)表示逼近誤差，并滿足|δ₃(Z₃)|≤ε₃，從而有：

其中，||Φ₃||是Φ₃的范數(shù)，常數(shù)h₃＞0；

構建真實控制率u_q為：

其中，常數(shù)k₃＞0，常數(shù)s₃＞0；是未知常量θ₂的估計值；

將公式(15)和公式(16)代入公式(14)得：

d.3根據(jù)微分方程對z₄求導可得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₄＝z₄-ξ₄，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₄求導可得：

選取虛擬控制信號α₃為：

其中，常數(shù)k₄＞0，常數(shù)s₄＞0；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₄＞0；

將公式(19)和公式(20)代入公式(18)，可得：

d.4根據(jù)微分方程對z₅求導可得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₅＝z₅，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₅求導可得：

其中，Z₅＝[x₂,x₃,x₄,x₅]^T；

對于光滑函數(shù)f₅(Z₅)，同樣，由萬能逼近定理，對于任意小的正數(shù)ε₅＞0，存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中，δ₅(Z₅)表示逼近誤差，并滿足|δ₅(Z₅)|≤ε₅；從而有：

其中，||Φ₅||是Φ₅的范數(shù)，常數(shù)h₅＞0；

構建真實控制率u_d為：

其中，常數(shù)k₅＞0，常數(shù)s₅＞0；

按照公式(23)和公式(24)將公式(22)改寫為：

e.對建立的考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器進行穩(wěn)定性分析

定義是θ₁的估計值，其中，

定義是θ₂的估計值，其中，θ₂＝max(||Φ₃||²,||Φ₅||²)；

定義是J的估計值；將公式(25)改寫得：

選取李雅普諾夫函數(shù)則

將公式(26)代入得：

選擇相應的自適應律：

其中，常數(shù)r₁＞0，常數(shù)m₁＞0，常數(shù)r₂＞0，常數(shù)m₂＞0，常數(shù)r₃＞0，常數(shù)m₃＞0；

按照公式(28)、公式(29)和公式(30)，將公式(27)改寫為：

同時，由楊氏不等式可得：

又由楊氏不等式得：

其中，e＝1,2,4；

結合公式(32)、公式(33)、公式(34)和公式(35)，可表示為：

如果可得到：

如果可得到：

因此，結合不等式(35)、(36)，得：

其中，g＝1,2；

同理，

因此，通過上述不等式，可寫為：

式中，

利用有限時間將v_e約束在一個小區(qū)間，因z_e＝v_e+ξ_e，e＝1,2,4；需證明ξ_e可利用有限時間約束從而得到跟蹤信號z_e也可利用有限時間約束在原點的小鄰域內(nèi)；

選取補償系統(tǒng)的李雅普諾夫函數(shù)為：可得到：

又因為可得：

其中，k₀＝2min(k₁,k₂,k₄)，選擇合適的l_e，和ρ實現(xiàn)使ξ_e在有限時間內(nèi)有界，e＝1,2,4。

本發(fā)明具有如下優(yōu)點：

(1)本發(fā)明針對電機驅動和控制系統(tǒng)中存在的非線性問題，在傳統(tǒng)的反步設計方法中引入命令濾波技術，通過引入補償機制，減小了濾波產(chǎn)生的誤差；本發(fā)明利用模糊邏輯系統(tǒng)逼近系統(tǒng)中的非線性函數(shù),將命令濾波反步技術與模糊自適應方法結合起來構造了模糊自適應控制器；本發(fā)明利用有限時間的方法使系統(tǒng)的狀態(tài)軌線始終保持在預先給定的界限內(nèi)；本發(fā)明在考慮輸入飽和的情況下，可以保證系統(tǒng)的跟蹤誤差能夠在有限的時間內(nèi)收斂到原點的一個充分小的鄰域中；本發(fā)明設計的控制器構造簡單易行、實現(xiàn)方便、設計合理，與傳統(tǒng)的控制器相比具有更快的響應速度、更強的抗干擾能力和更好的跟蹤效果。

(2)本發(fā)明需要的輸入信號是實際工程中易于得到的可直接測量的轉速和電流信號量，模糊有限時間算法本身可以通過軟件編程實現(xiàn)，并且可以省去對異步電機的參數(shù)設置，易于對異步電機進行直接控制，降低成本、安全可靠，具有廣闊的應用前景。

(3)本發(fā)明不需要根據(jù)異步電機的不同而修改控制器的參數(shù)，原理上可以實現(xiàn)對所有型號和功率的異步電機的穩(wěn)定調速控制，在控制過程中減少對異步電機參數(shù)的測量，利于實現(xiàn)異步電動機轉速調節(jié)的快速響應。

附圖說明

圖1為本發(fā)明中由考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器、坐標變換和SVPWM逆變器、轉速檢測單元和電流檢測單元組成的復合被控對象的示意圖；

圖2為本發(fā)明中考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后轉子角度和轉子角度設定值的跟蹤仿真圖；

圖3為本發(fā)明中考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后轉子角度和轉子角度設定值的跟蹤誤差仿真圖；

圖4為本發(fā)明中考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后異步電動機q軸定子電壓及考慮輸入飽和后的異步電動機q軸定子電壓仿真圖；

圖5為本發(fā)明中考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后異步電動機d軸定子電壓及考慮輸入飽和后的異步電動機d軸定子電壓仿真圖。

具體實施方式

下面結合附圖以及具體實施方式對本發(fā)明作進一步詳細說明：

結合圖1所示，考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法，其涉及的部件主要包括考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器1、坐標變換單元2、SVPWM逆變器3和轉速檢測單元4與電流檢測單元5。

其中，轉速檢測單元4和電流檢測單元5主要用于檢測異步電動機的電流值和轉速相關變量，通過實際測量的電流和轉速變量作為輸入，通過考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器1進行電壓控制，最終轉換為三相電控制異步電動機的轉速，為了設計一個更加有效的控制器，建立異步電機的動態(tài)數(shù)學模型是十分必要的。

考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法，包括如下步驟：

a.建立異步電機的動態(tài)數(shù)學模型

在同步旋轉d-q坐標下異步電機的動態(tài)數(shù)學模型可表示為：

其中，ω為異步電機轉子的角速度、L_m為互感、n_p為極對數(shù)、J為轉動慣量、Θ為異步電機轉子角度、T_L為負載轉矩、ψ_d為轉子磁鏈、i_q為q軸定子電流、i_d為d軸定子電流、u_q為異步電機q軸定子電壓、u_d為異步電機d軸定子電壓、L_s為定子漏感、R_s為異步電機定子等效電阻、L_r為轉子漏感、R_r為異步電機轉子等效電阻；

為簡化異步電機的動態(tài)數(shù)學模型，定義新的變量：

則異步電機的動態(tài)數(shù)學模型可表示為：

b.根據(jù)命令濾波技術和有限時間原理，設計一種考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制方法；假設f(Z)在緊集Ω_Z中是一個連續(xù)的函數(shù)，對于任意的常數(shù)ε＞0，總是有一個模糊邏輯系統(tǒng)Φ^TP(Z)滿足：

式中，輸入向量q是模糊輸入維數(shù)，R^q為實數(shù)向量集；

Φ＝[Φ₁,Φ₂,...,Φ_l]^T∈R^l是模糊權向量，模糊節(jié)點數(shù)l＞1，R^l為實數(shù)向量集；

P(Z)＝[p₁(Z),p₂(Z),...,p_l(Z)]^T∈R^l為基函數(shù)向量；

通常選取基函數(shù)p_w(Z)為如下的高斯函數(shù)：

其中，μ_w＝[μ_w1,...,μ_wq]^T是Gaussian函數(shù)分布曲線的中心位置，而η_w則為其寬度；

定義有限時間命令濾波器為：

其中，均為命令濾波器的輸出信號，α_u為命令濾波器的輸入信號，v_u為補償后的跟蹤誤差信號，u＝1,2,3，常數(shù)R₁＞0，常數(shù)R₂＞0；如果命令濾波器的輸入信號α_u對于所有的t≥0，使得以及成立，其中，ρ₁和ρ₂均為正常數(shù)；同時則可得出，對任意的常數(shù)κ＞0，使得和是有界的；那么在有限時間中對于v₁和將有以下不等式成立：

其中，常數(shù)均大于0，且取決于二階微分方程的設計參數(shù)，常數(shù)、均大于0；

u_q和u_d表示異步電機驅動系統(tǒng)的非對稱飽和非線性輸入，由于u_q和u_d的基本特性相同，為表述方便定義u代指u_q和u_d；根據(jù)u的特性，u可描述為：

式中，sat(w)表示輸入飽和函數(shù)，u_min和u_max分別表已知定子輸入電壓的最小值和最大值，u_max＞0和u_min＜0是未知的輸入飽和常數(shù)，w是飽和非線性的輸入信號；

利用g(w)來近似飽和函數(shù)，定義為：

sat(w)表示為u＝sat(w)＝g(w)+d(w)；

其中，d(w)是一個有界函數(shù)，

定義系統(tǒng)跟蹤誤差變量為：

定義x_1d為期望的速度信號，x_4d為期望的轉子磁鏈信號；虛擬控制信號α₁,α₂,α₃為命令濾波器的輸入信號；x_1,c,x_2,c,x_3,c為命令濾波器的輸出信號；

c.定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₁＝z₁-ξ₁；選取李雅普諾夫控制函數(shù)如下：對V₁求導可得：

選取虛擬控制信號：

其中，常數(shù)k₁＞0，常數(shù)s₁＞0，常數(shù)γ的取值范圍為：0＜γ＜1；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₁＞0；

按照公式(5)、公式(6)將公式(4)改寫為：

d.在步驟c之后出現(xiàn)了非線性項，采用有限時間控制法，并通過模糊邏輯系統(tǒng)逼近非線性函數(shù)，其包括如下步驟：

d.1根據(jù)微分方程對z₂求導得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₂＝z₂-ξ₂，同時選取Lyapunov函數(shù)：對V₁求導得：

由于實際系統(tǒng)中負載不可能無窮大，假定0≤T_L≤d，常數(shù)d＞0；

根據(jù)楊氏不等式可得：其中，ε₁為任意小的正常數(shù)；則：

其中，

由萬能逼近定理得，對于任意小的正數(shù)ε₂≥0存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中δ₂(Z₂)表示逼近誤差，并滿足不等式|δ₂(Z₂)|≤ε₂，從而有：

其中，||Φ₂||是Φ₂的范數(shù)，常數(shù)h₂＞0；

選取虛擬控制信號：

其中，常數(shù)k₂＞0，常數(shù)s₂＞0；和分別是未知常量θ₁和J的估計值；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₂＞0；

按照公式(10)、公式(11)和公式(12)，將公式(9)改寫為：

d.2根據(jù)微分方程對z₂求導得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₃＝z₃，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₃求導得：

其中，

同樣，由萬能逼近定理，對于任意小的正數(shù)ε₃＞0，存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中，δ₃(Z₃)表示逼近誤差，并滿足|δ₃(Z₃)|≤ε₃，從而有：

其中，||Φ₃||是Φ₃的范數(shù)，常數(shù)h₃＞0；

構建真實控制率u_q為：

其中，常數(shù)k₃＞0，常數(shù)s₃＞0；是未知常量θ₂的估計值；

將公式(15)和公式(16)代入公式(14)得：

d.3根據(jù)微分方程對z₄求導可得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₄＝z₄-ξ₄，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₄求導可得：

選取虛擬控制信號α₃為：

其中，常數(shù)k₄＞0，常數(shù)s₄＞0；

定義補償誤差

其中，常數(shù)l₄＞0；

將公式(19)和公式(20)代入公式(18)，可得：

d.4根據(jù)微分方程對z₅求導可得誤差動態(tài)方程：定義命令濾波補償后的跟蹤誤差信號為：v₅＝z₅，同時選擇Lyapunov函數(shù)：對V₅求導可得：

其中，Z₅＝[x₂,x₃,x₄,x₅]^T；

對于光滑函數(shù)f₅(Z₅)，同樣，由萬能逼近定理，對于任意小的正數(shù)ε₅＞0，存在模糊邏輯系統(tǒng)使得其中，δ₅(Z₅)表示逼近誤差，并滿足|δ₅(Z₅)|≤ε₅；從而有：

其中，||Φ₅||是Φ₅的范數(shù)，常數(shù)h₅＞0；

構建真實控制率u_d為：

其中，常數(shù)k₅＞0，常數(shù)s₅＞0；

按照公式(23)和公式(24)將公式(22)改寫為：

e.對建立的考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器進行穩(wěn)定性分析

定義是θ₁的估計值，其中，θ₁＝max(||Φ₂||²)；

定義是θ₂的估計值，其中，θ₂＝max(||Φ₃||²,||Φ₅||²)；

定義是J的估計值；將公式(25)改寫得：

選取李雅普諾夫函數(shù)則

將公式(26)代入得：

選擇相應的自適應律：

其中，常數(shù)r₁＞0，常數(shù)m₁＞0，常數(shù)r₂＞0，常數(shù)m₂＞0，常數(shù)r₃＞0，常數(shù)m₃＞0；

按照公式(28)、公式(29)和公式(30)，將公式(27)改寫為：

同時，由楊氏不等式可得：

又由楊氏不等式得：

其中，e＝1,2,4；

結合公式(32)、公式(33)、公式(34)和公式(35)，可表示為：

如果可得到：

如果可得到：

因此，結合不等式(35)、(36)，得：

其中，g＝1,2；

同理，

因此，通過上述不等式，可寫為：

式中，

利用有限時間將v_e約束在一個小區(qū)間，因z_e＝v_e+ξ_e，e＝1,2,4；需證明ξ_e可利用有限時間約束從而得到跟蹤信號z_e也可利用有限時間約束在原點的小鄰域內(nèi)；

選取補償系統(tǒng)的李雅普諾夫函數(shù)為：可得到：

又因為可得：

其中，k₀＝2min(k₁,k₂,k₄)，選擇合適的l_e，和ρ實現(xiàn)使ξ_e在有限時間內(nèi)有界，e＝1,2,4。

在虛擬環(huán)境下對考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器進行仿真，驗證所提出的考慮輸入飽和的異步電動機命令濾波有限時間模糊控制方法的可行性。

電機及負載參數(shù)為：

J＝0.0586kg·m²,R_s＝0.1Ω,R_r＝0.15Ω,L_m＝0.068H,

L_s＝0.0699H,L_r＝0.0699H,n_p＝1,T_L＝0.4.

選擇控制率參數(shù)為：

k₁＝k₂＝k₃＝k₄＝k₅＝37；s₁＝s₂＝s₃＝s₄＝s₅＝0.1；

R₁＝400,R₂＝0.4；l₁＝l₂＝l₄＝0.05；r₁＝r₂＝r₃＝0.07；

h₂＝h₃＝h₅＝100；m₁＝m₂＝m₃＝0.08。

輸入飽和常數(shù)：

選擇跟蹤信號為：x_1d＝sin(t)，期望轉子磁鏈信號為：x_4d＝1。

負載轉矩為：

選擇模糊隸屬度函數(shù)為：

仿真是在系統(tǒng)參數(shù)和非線性函數(shù)未知的前提下進行的，相應的仿真結果如圖2、圖3、圖4和圖5所示。其中，圖2和圖3分別為考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后轉子角度和轉子角度設定值跟蹤、以及轉子角度和轉子角度設定值跟蹤誤差仿真圖，通過仿真結果表明效果理想，跟蹤效果理想，響應速度快。圖4和圖5分別為考慮輸入飽和的異步電機命令濾波有限時間模糊控制器控制后異步電動機q軸定子電壓及考慮輸入飽和后的電壓、以及異步電動機d軸定子電壓及考慮輸入飽和后的電壓仿真圖，通過仿真結果表明效果理想、波動小、響應速度快。本發(fā)明方法克服了參數(shù)不確定的影響并且達到了理想的控制效果，實現(xiàn)了對轉速的快速、穩(wěn)定地響應。

當然，以上說明僅僅為本發(fā)明的較佳實施例，本發(fā)明并不限于列舉上述實施例，應當說明的是，任何熟悉本領域的技術人員在本說明書的教導下，所做出的所有等同替代、明顯變形形式，均落在本說明書的實質范圍之內(nèi)，理應受到本發(fā)明的保護。