本發(fā)明屬于電氣傳動(dòng)技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法。

背景技術(shù)：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)是在永磁同步電機(jī)與電勵(lì)磁同步電機(jī)基礎(chǔ)上發(fā)展起來的一種寬調(diào)速電機(jī)，主要目的是為了解決永磁同步電機(jī)氣隙磁場難以調(diào)節(jié)的問題?；旌蟿?lì)磁同步電機(jī)有兩種勵(lì)磁源，一種是永磁體，另一種是電勵(lì)磁，永磁體產(chǎn)生的磁勢為主磁勢，電勵(lì)磁繞組產(chǎn)生的磁勢為輔磁勢?；旌蟿?lì)磁同步電機(jī)結(jié)合了永磁同步電機(jī)與電勵(lì)磁同步電機(jī)的優(yōu)點(diǎn)，兩種勵(lì)磁源在電機(jī)氣隙中相互作用產(chǎn)生主磁通，當(dāng)電勵(lì)磁繞組通入正向勵(lì)磁電流時(shí)，增大電磁轉(zhuǎn)矩，提高電機(jī)帶載能力；當(dāng)電勵(lì)磁繞組通入反向勵(lì)磁電流時(shí)，削弱氣隙磁場達(dá)到弱磁升速的目的，拓寬了電機(jī)調(diào)速范圍。

目前，國內(nèi)外對于混合勵(lì)磁同步電機(jī)控制方法及驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)研究較少，能夠查閱到的資料和文獻(xiàn)基本以矢量控制方法為主?；谑噶靠刂品椒ǎ瑢⒒旌蟿?lì)磁同步電機(jī)控制策略分為五類，一是i_d＝0控制；二是銅耗最小控制；三是單位功率因數(shù)控制；四是最大輸出功率控制；五是效率最優(yōu)控制。能夠查閱到的混合勵(lì)磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制方法僅有i_d＝0的控制策略和無位置傳感器技術(shù)。矢量控制方法的優(yōu)點(diǎn)是連續(xù)控制，比較平滑，缺點(diǎn)是轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)不夠快，控制系統(tǒng)響應(yīng)慢。僅有的關(guān)于i_d＝0控制策略的直接轉(zhuǎn)矩控制方法保持d軸電流等于0，沒有充分發(fā)揮凸極電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，損耗較大，效率不夠高，調(diào)速范圍不夠?qū)?，沒有體現(xiàn)出混合勵(lì)磁同步電機(jī)的特點(diǎn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，解決了現(xiàn)有技術(shù)中存在的混合勵(lì)磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)效率不夠高、恒功率運(yùn)行范圍不夠?qū)挼膯栴}。

本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是，一種混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，具體按照以下步驟實(shí)施：

步驟1：從電機(jī)主電路采集相電流i_a、i_b和勵(lì)磁電流i_f、母線電壓U_dc和勵(lì)磁電壓U_f，將采集到的信號經(jīng)電壓跟隨、濾波、偏置及過壓保護(hù)等信號調(diào)理后送入控制器進(jìn)行處理，對電機(jī)進(jìn)行準(zhǔn)確初始位置檢測，得出轉(zhuǎn)速n和轉(zhuǎn)子初始位置角θ_r；

步驟2：將步驟1得到的相電流i_a、i_b，經(jīng)過3s/2s變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下α軸電流i_α和β軸電流i_β，再經(jīng)過2s/2r變換得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸電流i_d和q軸電流i_q；利用步驟1得到的θ_r、i_f與i_α、i_β計(jì)算定子磁鏈ψ_s的幅值、磁鏈位置角θ_s和電磁轉(zhuǎn)矩T_e；

步驟3：利用編碼器實(shí)測轉(zhuǎn)速n、給定轉(zhuǎn)速n_ref與步驟2得到的電磁轉(zhuǎn)矩T_e，求功角增量Δδ；

步驟4：將步驟1得到的勵(lì)磁電流i_f和母線電壓U_dc、步驟2得到的d軸電流i_d和q軸電流i_q、步驟3得到的轉(zhuǎn)速n與電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref送入?yún)⒖茧娏饔?jì)算模塊，根據(jù)轉(zhuǎn)速判斷電機(jī)運(yùn)行區(qū)間：當(dāng)實(shí)際轉(zhuǎn)速小于額定轉(zhuǎn)速時(shí)，則混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于低速區(qū)，進(jìn)入步驟5，否則，混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于高速區(qū)，進(jìn)入步驟6；

步驟5：混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于低速區(qū)，基于損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制策略，計(jì)算得到d軸電流參考值i_dref、q軸電流參考值i_qref、勵(lì)磁電流參考值i_fref和計(jì)算定子磁鏈參考值ψ_sref；

步驟6：混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于高速區(qū)，基于損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制策略，計(jì)算得到d軸電流參考值i_dref、q軸電流參考值i_qref、勵(lì)磁電流參考值i_fref和計(jì)算定子磁鏈參考值ψ_sref；

步驟7：利用步驟2得到的ψ_s、θ_s、i_α、i_β，步驟3得到的Δδ，步驟5或6得到的ψ_sref計(jì)算定子α軸電壓u_α、β軸電壓u_β；

步驟8：將步驟7得到的定子α軸電壓u_α、β軸電壓u_β和步驟1得到的母線電壓U_dc送入空間矢量脈沖寬度調(diào)制模塊后輸出6路脈沖寬度調(diào)制信號，驅(qū)動(dòng)主功率變換器；同時(shí)將步驟1中采集的勵(lì)磁電流i_f，經(jīng)信號調(diào)理與A/D轉(zhuǎn)換后，與步驟5或步驟6得到的勵(lì)磁電流參考值i_fref一起送入直流勵(lì)磁脈寬調(diào)制模塊，運(yùn)算輸出4路脈沖寬度調(diào)制信號來驅(qū)動(dòng)勵(lì)磁功率變換器。

本發(fā)明的特點(diǎn)還在于：

步驟2具體為：

將采集的相電流i_a、i_b經(jīng)信號調(diào)理和A/D轉(zhuǎn)換，經(jīng)過三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的3/2變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的α軸電流i_α和β軸電流i_β，再經(jīng)過兩相靜止坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的2s/2r變換得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸電流i_d和q軸電流i_q；利用步驟1得到的θ_r、i_f與i_α、i_β計(jì)算定子磁鏈ψ_s的幅值、磁鏈位置角θ_s和電磁轉(zhuǎn)矩T_e：

在兩相靜止αβ參考坐標(biāo)系中，混合勵(lì)磁同步電機(jī)的磁鏈方程為：

式中，ψ_m為永磁磁鏈；M_f為電樞繞組與勵(lì)磁繞組間的互感；L_α、L_β分別為定子電感在α軸和β軸的分量；ψ_α、ψ_β分別為定子磁鏈ψ_s在α軸和β軸的分量；

定子磁鏈ψ_s的幅值和磁鏈位置角θ_s分別為：

在兩相靜止αβ參考坐標(biāo)系中，混合勵(lì)磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

式中，T_e為電磁轉(zhuǎn)矩，p為電機(jī)極對數(shù)。

步驟3具體為：

將編碼器實(shí)測轉(zhuǎn)速n與給定轉(zhuǎn)速n_ref比較后得到轉(zhuǎn)速偏差Δn，轉(zhuǎn)速偏差Δn進(jìn)入速度調(diào)節(jié)器后得到電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref，將電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref與步驟2得到的電磁轉(zhuǎn)矩T_e比較后，得到電磁轉(zhuǎn)矩偏差ΔT_e，送入轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器后得到功角增量Δδ。

步驟5具體為：

基于損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制策略，得如下電流分配方案：

式中，系數(shù)k₂、k₃、k₄、k₅、k₆分別為：

其中，i_dref為d軸電流參考值；i_qref為q軸電流參考值；i_fref為勵(lì)磁電流參考值；L_d、L_q分別為d軸與q軸電感；ω_e為電角速度；R_s為電樞繞組電阻；R_f為勵(lì)磁繞組電阻；T_eref為電磁轉(zhuǎn)矩參考值；ψ_m為永磁磁鏈；M_f為電樞繞組與勵(lì)磁繞組間的互感；c_str為雜散損耗系數(shù)；

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子磁鏈參考值ψ_sref為：

步驟6具體為：

基于損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，得如下電流分配方案：

式中，系數(shù)k₂、k₃、k₄、k₅、k₆分別為：

其中，i_dref為d軸電流參考值；i_qref為q軸電流參考值；i_fref為勵(lì)磁電流參考值；L_d、L_q分別為d軸與q軸電感；ω_e為電角速度；R_s為電樞繞組電阻；R_f為勵(lì)磁繞組電阻；T_eref為電磁轉(zhuǎn)矩參考值；ψ_m為永磁磁鏈；M_f為電樞繞組與勵(lì)磁繞組間的互感；c_str為雜散損耗系數(shù)；n_N為額定轉(zhuǎn)速；n實(shí)際轉(zhuǎn)速；

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子磁鏈參考值ψ_sref為：

步驟7具體為：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子α軸、β軸電壓u_α和u_β表示為：

式中，ΔT為采樣時(shí)間。

步驟8中的脈沖寬度調(diào)制模塊為消除指定次數(shù)諧波的脈沖寬度調(diào)制模塊。

本發(fā)明的有益效果是：現(xiàn)有混合勵(lì)磁同步電機(jī)矢量控制方法雖然簡單方便，但轉(zhuǎn)矩響應(yīng)較慢，控制系統(tǒng)響應(yīng)較慢。而僅有的混合勵(lì)磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩方法采用了保持i_d＝0的策略，沒有充分發(fā)揮凸極電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，損耗較大，效率不夠高，調(diào)速范圍不夠?qū)?。本發(fā)明通過步驟2)至步驟7)的混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，使得混合勵(lì)磁同步電機(jī)在整個(gè)運(yùn)行區(qū)域都具有較高的效率和轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)。所以本發(fā)明相對現(xiàn)有控制方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：

(1)該方法采用了直接轉(zhuǎn)矩控制，使轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)更為快速；

(2)相對于保持i_d＝0的直接轉(zhuǎn)矩控制方法，本發(fā)明采用了損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，充分發(fā)揮了凸極率較大的混合勵(lì)磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，提高了電機(jī)的帶載能力；減小了電機(jī)的損耗，極大地提高了控制系統(tǒng)的效率，拓寬了電機(jī)的恒功率運(yùn)行范圍；

(3)相對于矢量控制方法，該發(fā)明提出的控制方法使得混合勵(lì)磁同步電機(jī)在電動(dòng)汽車中獲得了廣泛的應(yīng)用前景。

附圖說明

圖1是本發(fā)明方法的邏輯流程框圖；

圖2是本發(fā)明方法的控制系統(tǒng)框圖；

圖3是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明方法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖；

圖4是本發(fā)明方法中定子電壓矢量和定子磁鏈?zhǔn)噶寇壽E圖；

圖5是本發(fā)明方法中參考電流計(jì)算模塊系統(tǒng)框圖；

圖6是計(jì)及電機(jī)銅耗和鐵耗的混合勵(lì)磁同步電機(jī)d軸等效電路圖；

圖7是計(jì)及電機(jī)銅耗和鐵耗的混合勵(lì)磁同步電機(jī)q軸等效電路圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。

圖1為本發(fā)明方法的邏輯流程框圖，通過信號采集和公式計(jì)算得到驅(qū)動(dòng)信號來驅(qū)動(dòng)功率變換器。

圖2為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的控制系統(tǒng)框圖，該控制系統(tǒng)由參考電流計(jì)算模塊、電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制(SVPWM)模塊、逆變器、混合勵(lì)磁同步電機(jī)、功率變換器、消除指定次數(shù)諧波的脈沖寬度調(diào)制(SHEPWM)模塊和定子磁鏈與磁鏈位置角計(jì)算模塊等組成。

圖3為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明方法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，該系統(tǒng)由交流電源、整流器、穩(wěn)壓電容、主功率變換器、勵(lì)磁功率變換器、電流和電壓傳感器、混合勵(lì)磁同步電機(jī)、DSP控制器等組成。

交流電源給整個(gè)系統(tǒng)供電，經(jīng)過整流器整流后，濾波、穩(wěn)壓，送給主、勵(lì)磁功率變換器，霍爾電壓傳感器采集母線電壓，調(diào)理后送入控制器。主、勵(lì)磁功率變換器的輸出端接混合勵(lì)磁同步電機(jī)，霍爾電流互感器采集相電流和勵(lì)磁電流，調(diào)理后送入控制器；編碼器采集轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置信號，處理后送入控制器計(jì)算轉(zhuǎn)子位置角與轉(zhuǎn)速?？刂破鬏敵?0路PWM信號分別驅(qū)動(dòng)主、勵(lì)磁功率變換器。

本發(fā)明一種混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，具體按照以下步驟實(shí)施：

步驟1：三個(gè)霍爾電流傳感器和兩個(gè)霍爾電壓傳感器分別從電機(jī)主電路采集相電流i_a、i_b和勵(lì)磁電流i_f、母線電壓U_dc和勵(lì)磁電壓U_f，將采集到的信號經(jīng)電壓跟隨、濾波、偏置及過壓保護(hù)等信號調(diào)理后送入控制器進(jìn)行處理，對電機(jī)進(jìn)行準(zhǔn)確初始位置檢測，得出轉(zhuǎn)速n和轉(zhuǎn)子初始位置角θ_r；

步驟2：將采集的相電流i_a、i_b經(jīng)信號調(diào)理和A/D轉(zhuǎn)換，經(jīng)過三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的3/2變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的α軸電流i_α和β軸電流i_β，再經(jīng)過兩相靜止坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的2s/2r變換得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸電流i_d和q軸電流i_q；利用步驟1得到的θ_r、i_f與i_α、i_β計(jì)算定子磁鏈ψ_s的幅值、磁鏈位置角θ_s和電磁轉(zhuǎn)矩T_e，具體為：

在兩相靜止αβ參考坐標(biāo)系中，混合勵(lì)磁同步電機(jī)的磁鏈方程為：

式中，ψ_m為永磁磁鏈；M_f為電樞繞組與勵(lì)磁繞組間的互感；i_f為勵(lì)磁電流；L_α、L_β分別為定子電感在α軸和β軸的分量。

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子電壓矢量和定子磁鏈?zhǔn)噶寇壽E圖如圖4所示，將式(1)重新表示為：

式中，θ_r為轉(zhuǎn)子初始位置角。

定子磁鏈ψ_s的幅值和磁鏈位置角θ_s分別為：

在兩相靜止αβ參考坐標(biāo)系中，混合勵(lì)磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

式中，T_e為電磁轉(zhuǎn)矩，p為電機(jī)極對數(shù)。

步驟3：將編碼器實(shí)測轉(zhuǎn)速n與給定轉(zhuǎn)速n_ref比較后得到轉(zhuǎn)速偏差Δn，轉(zhuǎn)速偏差Δn經(jīng)過速度調(diào)節(jié)器后得到電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref，將電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref與步驟2得到的電磁轉(zhuǎn)矩T_e比較后，得到電磁轉(zhuǎn)矩偏差ΔT_e，經(jīng)過轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器后得到求功角增量Δδ；

步驟4：將步驟1得到的勵(lì)磁電流i_f和母線電壓U_dc、步驟2得到的d軸電流i_d和q軸電流i_q、步驟3得到的轉(zhuǎn)速n與電磁轉(zhuǎn)矩參考值T_eref送入?yún)⒖茧娏饔?jì)算模塊，如圖5所示，根據(jù)轉(zhuǎn)速判斷電機(jī)運(yùn)行區(qū)間：當(dāng)實(shí)際轉(zhuǎn)速小于額定轉(zhuǎn)速時(shí)，則混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于低速區(qū)，進(jìn)入步驟5；否則，混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于高速區(qū)，進(jìn)入步驟6；

步驟5：混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于低速區(qū)，計(jì)算定子磁鏈參考值ψ_sref；

下面分析低速區(qū)混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制策略，具體如下：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)在dq參考坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型為：

磁鏈方程：

電壓方程：

電磁轉(zhuǎn)矩方程：

極限條件：

其中，i_d、i_q分別為d軸與q軸電流，i_smax為額定電流，i_f為勵(lì)磁繞組電流；L_d、L_q分別為d軸與q軸電感，M_f為電樞與勵(lì)磁繞組之間的互感；ω_e為電角速度；u_d、u_q分別為d軸與q軸的電壓，u_f為勵(lì)磁繞組電壓；R_s為電樞繞組電阻，R_f為勵(lì)磁繞組電阻；ψ_d、ψ_q、ψ_f分別d軸、q軸與勵(lì)磁繞組磁鏈；

混合勵(lì)磁同步電機(jī)的銅耗p_Cu為：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)的鐵耗p_Fe為：

式中，ψ_exc為總勵(lì)磁磁鏈，R_c為鐵耗等效電阻。

混合勵(lì)磁同步電機(jī)的機(jī)械損耗p_m為：

式中，c_m為機(jī)械損耗系數(shù)。

混合勵(lì)磁同步電機(jī)的雜散損耗p_str為：

式中，c_str為雜散損耗系數(shù)。

圖6為計(jì)及電機(jī)銅耗和鐵耗的混合勵(lì)磁同步電機(jī)d軸等效電路圖，圖7為計(jì)及電機(jī)銅耗和鐵耗的混合勵(lì)磁同步電機(jī)q軸等效電路圖，可得混合勵(lì)磁同步電機(jī)在dq參考坐標(biāo)系中計(jì)及銅耗和鐵耗的電機(jī)數(shù)學(xué)模型。

電壓方程：

其中，

磁鏈方程：

電磁轉(zhuǎn)矩方程：

式中，i_od為流進(jìn)d軸反電勢分支的電流，i_oq為流進(jìn)q軸反電勢分支的電流，u_od為鐵耗等效電阻R_c兩端d軸壓降，u_oq鐵耗等效電阻R_c兩端q軸壓降。

構(gòu)建拉格朗日函數(shù)，求混合勵(lì)磁同步電機(jī)銅耗、鐵耗與機(jī)械損耗之和的最小值，如下所示：

式(18)分別對i_d、i_q、i_f和λ求導(dǎo)，得到：

令通過計(jì)算得到混合勵(lì)磁同步電機(jī)在低速運(yùn)行區(qū)的參考電流為：

式中，系數(shù)k₂、k₃、k₄、k₅、k₆分別為：

式(20)為一元四次方程，采用牛頓迭代法解出勵(lì)磁電流參考值i_fref，進(jìn)而得到定子d軸電流參考值i_dref和q軸電流參考值i_qref。

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子磁鏈參考值ψ_sref為：

步驟6：混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行于高速區(qū)，計(jì)算定子磁鏈參考值ψ_sref；

當(dāng)混合勵(lì)磁同步電機(jī)進(jìn)入高速區(qū)后，電機(jī)電壓和電流極限為：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)運(yùn)行轉(zhuǎn)速達(dá)到額定轉(zhuǎn)速n_N時(shí)，反電動(dòng)勢為：

令q軸反電勢e_q等于e₀，得到：

基于轉(zhuǎn)矩和極限約束條件，構(gòu)建拉格朗日方程求銅耗、鐵耗、雜散損耗與機(jī)械損耗之和的最小值，如下所示：

式中，λ₁和λ₂為拉格朗日乘子。

式(25)分別對i_d、i_q、i_f、λ₁和λ₂求導(dǎo)，得到：

令可得：

通過式(27)計(jì)算得到混合勵(lì)磁同步電機(jī)在高速運(yùn)行區(qū)的參考電流：

式中，系數(shù)k₂、k₃、k₄、k₅、k₆分別為：

采用牛頓迭代法解出方程(28)中的i_fref，進(jìn)而得到i_dref和i_qref。

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子磁鏈參考值ψ_sref為：

步驟7：計(jì)算定子α軸電壓u_α、β軸電壓u_β：

混合勵(lì)磁同步電機(jī)定子α軸、β軸電壓u_α和u_β可以表示為：

式中，ΔT為采樣時(shí)間。

步驟8：將定子α軸電壓u_α、β軸電壓u_β和母線電壓U_dc送入空間矢量脈沖寬度調(diào)制模塊(采用消除指定次數(shù)諧波的脈沖寬度調(diào)制模塊)后輸出6路脈沖寬度調(diào)制信號，驅(qū)動(dòng)主功率變換器；同時(shí)將步驟1中采集的勵(lì)磁電流i_f，經(jīng)信號調(diào)理與A/D轉(zhuǎn)換后，與步驟5或步驟6得到的勵(lì)磁電流參考值i_fref一起送入直流勵(lì)磁脈寬調(diào)制模塊，運(yùn)算輸出4路脈沖寬度調(diào)制信號來驅(qū)動(dòng)勵(lì)磁功率變換器。

現(xiàn)有混合勵(lì)磁同步電機(jī)矢量控制方法雖然簡單方便，但轉(zhuǎn)矩響應(yīng)較慢，控制系統(tǒng)響應(yīng)較慢。而僅有的混合勵(lì)磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩方法采用了保持i_d＝0的策略，沒有充分發(fā)揮凸極電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，損耗較大，效率不夠高，調(diào)速范圍不夠?qū)挕１景l(fā)明通過步驟2至步驟7的混合勵(lì)磁同步電機(jī)損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，使得混合勵(lì)磁同步電機(jī)在整個(gè)運(yùn)行區(qū)域都具有較高的效率和轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)。所以本發(fā)明相對現(xiàn)有控制方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：

(1)該方法采用了直接轉(zhuǎn)矩控制，使轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)更為快速；

(2)相對于保持i_d＝0的直接轉(zhuǎn)矩控制方法，本發(fā)明采用了損耗最小直接轉(zhuǎn)矩控制方法，充分發(fā)揮了凸極率較大的混合勵(lì)磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩輸出能力，提高了電機(jī)的帶載能力；減小了電機(jī)的損耗，極大地提高了控制系統(tǒng)的效率，拓寬了電機(jī)的恒功率運(yùn)行范圍；

(3)相對于矢量控制方法，該發(fā)明提出的控制方法使得混合勵(lì)磁同步電機(jī)在電動(dòng)汽車中獲得了廣泛的應(yīng)用前景。